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1、目目 录录一、一、同频同时全同频同时全双工双工(CCFD)概述概述.1二、二、CCFD 国内外发展情况分析国内外发展情况分析.21、国内研究现状.2（1）北京大学.2（2）电子科技大学.4（3）其他研究机构.62、国外研究现状.6（1）斯坦福大学.6（2）莱斯大学.8（1）加州大学.9（2）其他研究机构.9三、三、CCFD 应用模式应用模式.121、在移动通信中的应用模式.12（1）移动通信中 CCFD 中继模式.12（2）移动通信中 CCFD 半双工的混合模式.13（3）移动通信中 CCFD 组网模式.142、低轨 CCFD 卫星通信.15四、四、同频自干扰技术同频自干扰技术.171、系统.

2、17（1）系统架构.17（2）全双工系统的自干扰抑制技术.20（3）全双工系统的组网技术（中继选择，资源分配等）.21（4）全双工系统的物理层安全技术.212、环形器.253、单天线 CCFD 终端.274、雷达发射信号的消除.285、全双工系统与毫米波 MIMO 的结合.28五、五、技术应用场景技术应用场景.311、通感一体化.312、集成接入回传(IAB).313、同频组网.314、子带全双工.325、移动的星载平台.32六、六、产业发展现状产业发展现状.33七、七、国际标准制定及专利国际标准制定及专利.371、国际标准制定.37（1）潜在部署场景.38（2）子带自干扰分类.38（3）自干

3、扰抑制技术.40（4）交叉链路干扰 CLI 抑制技术.44（5）系统设计初步考虑.45（6）RAN1 性能评估.46（7）RAN4 邻频共存性能评估.49（8）小结.502、专利.50八、八、基础理论及前沿技术基础理论及前沿技术.541、全面分析 CCFD 带来的系统自干扰及解决方法.54（1）CCFD 中的自干扰.54（2）CCFD 中的自干扰消除方法.55（3）组网应用前景.56（4）总结.572、全双工天线技术.583、先进的自干扰消除及应用.69（1）射频域自干扰消除.69（2）数字域自干扰消除.75（3）自干扰消除应用实例.794、时频两维演进方法.855、相关频谱资源问题，全双工资

4、源分配方法.966、与 MIMO 的结合，包括毫米波、波束.1007、低轨卫星应用展望.1048、全双工缓存方法和技术.1079、全双工中继技术.10910、RIS 结合全双工.124白皮书贡献者白皮书贡献者.1371/137一、一、同频同时全同频同时全双工双工(CCFD)概述概述无线通信的目标是实现人们跨越时空障碍的自由信息交互。随着社会发展，通信业务迅速扩展使得无线网络已不堪重负，其进一步的发展受到频谱资源缺乏的制约。因为无法以开疆扩土的方式增加频率资源，提高频谱效率成为可持续发展的唯一途径。纵观第一代（1G）至第五代（5G）无线通信系统的代代更迭，均以突破频谱效率为历程碑标志。同频同时全

5、双工（CCFD）凭借其将频谱效率提高一倍效率，成为推进 5G 和 6G 发展的动力。CCFD 定义为：在一个或多个节点上在一个或多个节点上，将双工通信的发射信号和接收信号设置在重叠的频将双工通信的发射信号和接收信号设置在重叠的频域和时域，并由此获得频谱效率增益的技术。域和时域，并由此获得频谱效率增益的技术。其特点是，以提高容量为目的、强调支持双向独立数据流的通信技术。就无线通信而言，实现两个独立数据流双向通信技术，以及自干扰消除法，或者应用于移动通信基站上，并将自干扰消除过程模块化。由于 CCFD 以同频同时通信的方式打破了传统发射和接收频点/时隙分割的方式，在不断的应用优化中，它将重新规划各

6、个频段的使用标准，这也将包括频率的动态使用。类似的频谱影响将出现于卫星通信，卫星与地面通信的上、下频率分配无论在广播为主的业务，还是接近对称的物联网业务上，CCFD 以其加倍的频谱效率，无疑将会合并至少一部分上、下行频段。使得新的频率规划成为必然。其次，CCFD 通信场景复杂，我们需要不断完善并开发自干扰消除技术。它对产业界的影响是巨大的。特别是在 CCFD 模块化的时期，更加精细的技术和系统设计将导致大量的芯片需求。利用 CCFD 实现的主动干扰和抗干扰也将出现新的应用。2/137二、二、CCFD 国内外发展情况分析国内外发展情况分析CCFD 技术将收发信号在频率和时隙的重叠设置理论上可将带

7、宽效率提升一倍，但实现 2倍的频谱效率则需要通信节点具有强大的自干扰扰消除能力。正是这个原因，该技术得到业界重视源于 2010 年斯坦福大学基于 IEEE15.4 协议实现的 CCFD 双向通信演示系统1。尽管其通信距离只有 2 米，它仍然显示了技术的可实现性。在 2008 年国家重大专项 IMT-Advanced 新型无线传输技术（项目号 2008ZX03003-004）研发的支持下，北京大学于 2011 年完成了国内第一个 CCFD 原型机，通信距离为 2 米，自干扰消除能力为 35dB。随后在华为公司的介入下，CCFD 迅速在中国传播开来，如何实际应用成为业界焦点。其技术难点在于自干扰远

8、远大于接收的通信信号功率，能否成功去除其影响存在疑问。历经研究人员不懈的努力，时至今日 CCFD 已经进入 5G 标准化流程，最终消除了保守者的顾虑。CCFD 的发展可以分为工业界和学术界两部分。前者出于商业利益滞后于后者，特别是在欧洲经济不景气，4G 成本回收滞后的情况下，企业对推出新技术和新系统持保守态度，且各自的研究相对保密。早期比较积极地在 3GPP 推行 CCFD 的公司有华为（北大参与）、韩国三星和 LG，并且以“灵活双工(Flexible Duplex)”的名义尝试用于提升传统基站的频谱效率，但在缺乏多数公司支持的情况下进展缓慢。直至高通公司宣布已经完成 CCFD 子带通信原型机

9、，并提出进入 R18 标准化流程，该技术的竞争日趋激烈，开启了 5G-6G 应用研究进程。学术界的研究则更加活跃和开放。针对 CCFD 存在的干扰问题，北京大学、电子科技大学、清华大学、西安电子科技大学、北京邮电大学、北京理工大学、东南大学、上海交通大学、哈尔滨工业大学等均开展了理论研究，其中多家高校同时开展了原型系统的研发。国内外CCFD 研究的基本情况如下。1、国内研究现状国内研究现状（1）北京大学北京大学2006 年 9 月，北京大学焦秉立教授和李建业（William C.Y.LEE）博士提交发明专利“一种适用于同频同时隙双工的干扰消除方法”1，于 2010 年获得授权。它是早期发明专利

10、之一，其原理如如图 2-4 所示，这一基站系统模型将发射信号和接收信号设置在同一频点和同一时和同一时间间上。其创新性在于实现两个独立数据流双向通信的构想，并提供自干扰消除方法。专利摘要如下：3/137”图2-4北京大学专利系统模型上述专利描述了自干扰消除器、射频自干扰消除和天线隔离的方法，这些均成为随后研究的主要方向。同频同时全双工在 2008 年首次得到了重大专项的支持，其双工形式增加了码分双工技术码分双工技术，使用收发分置的天线，将上行和下行信道分配在同一频率同一时隙上，构成了同频同时全双工的雏形。由于系统采用了智能码的相关方法，在消除自干扰的基础上增加了码的相关增益。团队于 2011 年

11、研发图 2-1 所示的同频同时全双工试验样机，实现 35dB 全双工自干扰抑制。之后在室外完成 100 米基站同频同时全双工通信测试，将自干扰抑制能力提升至 80dB8。2014年实现了点对点 500 米通信，自干扰消除达 120dB 以上。4/137图2-1 2011年北京大学研发样机图2-2文献8北京大学实验环境图2-3北京大学室外500通信测试环境（2）电子科技大学电子科技大学电子科技大学唐友喜教授针对宽带场景 CCFD 系统，通过多抽头射频域自干扰抵消技术，以最小化剩余自干扰信号功率为准则，讨论各抽头参数最优解，分析可实现的最佳自干扰抑制效果，给出了双抽头干扰抵消结构中抽头参数最优解和

12、干扰抑制性能简化表达式。电子科技大学也开展了 CCFD 技术原型系统研发，在 2013 年实现 1 发 1 收同时同频全双5/137工 LTE 测试床，采用 uSDR 平台9组建，部分实验场景如图 2-5 所示，实验环境为实验室，具有多径影响。测试验证在天线配置为 1T1R 情况下，1.6GHz4GHz 频率，20MHz 带宽下，发射功率为 10dBm，天线采用图 2-6 所示的收发分离方案，获得 20dB 自干扰抑制度，射频域抑制采用单抽头耦合方案，获得 55dB 抑制度，数字域抑制方案为干扰信号重建方案，获得 31dB抑制度，总的自干扰抑制能力达到 91dB。图2-5电子科技大学2013年

13、同时同频全双工部分实验环境图2-6收发天线分离模型电子科技大学在2014 年实现同时同频全双工 2 发 2 收 LTE测试床10，采用 uSDR 平台9研发，部分实验场景如图 2-7、图 2-8 所示，实验环境为实验室，具有多径影响。测试验证在天线配置为 2T2R 情况下，2.5GHz2.7GHz 频率、20MHz 带宽下，发射功率为 23dBm，空域采用自制的高隔离度同时同频全双工天线，获得了 45dB 的抑制度，射频域自干扰抑制用级联多抽头方法获得 45dB 的抑制度，数字域自干扰抑制采用自干扰重构方案获得了 40dB 的抑制度，全系统联测获得 115dB 的总自干扰抑制度。6/137图2

14、-7电子科技大学2014年2发2收LTE同时同频全双工测试床图2-8电子科技大学2014年2发2收LTE同时同频全双工测床，射频干扰抵消板局部（3）其他研究机构其他研究机构哈尔滨理工大学在发射信号中加入 PN 序列，对自干扰信号进行估计和重建，由于 PN 序列具有良好的互相关和自相关性，可以更好地进行信道估计和自干扰抑制。华为无线通信技术实验室采用多级自干扰消除技术，除 LOS 通信外，考虑信号多径影响，在射频域对多径成分进行抵消，结合考虑数字域 IQ 不平衡的自干扰抵消，在实验室自制设备上，20MHz 带宽下，总干扰抑制能力达 122dB。2、国外研究现状国外研究现状（1）斯坦福大学斯坦福大

15、学斯坦福大学 Sachin 教授在硬件上实现 CCFD 系统，结合了射频域干扰抑制技术和基带干扰消除技术，降低系统对链路可靠性的依赖。Sachin 教授团队提出两发一收架构，通过大功率进行抑制，并结合射频域和数字域干扰消除技术，将自干扰信号控制在阈值内，实验表明自干7/137扰信号总衰减达 70dB 左右，可满足短距离通信要求。2011 年又进行了改进，通过对信号进行反相处理和自适应消除等操作，能够有效支撑宽带和高功率 CCFD 系统。文献2的单节点发射和接收通道，通过环形器共用一根天线，发射 80MHz 的 WiFi 信号进行同时同频全双工实验，实验环境如图 2-9。射频干扰抑制采用直接射频

16、耦合自干扰抑制，数字干扰抑制采用干扰信号重建抑制。对于带宽为80MHz的WiFi信号，环形器隔离度为15dB，射频干扰抑制的自干扰抑制效果约为 63dB，数字干扰抑制的效果约为 35dB，总体抑制效果为110dB。图2-9斯坦福大学实验环境(2013)文献3用三根天线实现 3 发 3 收 MIMO 同时同频全双工通信。其中，每一根天线通过隔离度为15dB的环形器连接一个发射通道和一个接收通道，射频信号为载波2.4GHz带宽20MHz的 WiFi 信号，射频实现了 65dB 的抑制，数字实现了 35dB 的抑制，总共达到了 115dB 的自干扰抑制度，并且没有引起频谱泄漏。在实验设计中，文献3采

17、用了串联多抽头的方法来减小MIMO 系统中急剧增加的抽头数量，部分实验环境如图 2-10 所示。图2-10斯坦福大学实验环境(2014)8/137（2）莱斯大学莱斯大学美国莱斯大学 Duarte 博士利用实验演示 2.4GHz 带宽的 WiFi 信号在 CCFD 系统中的传输过程，在 MIMO 系统基础上，发射端增加一条新的发射链路，并根据同一节点发射信号已知的条件对自干扰信号进行重构，从接收信号中减去重构的自干扰信号，并采用空域、射频域、数字域结合的自干扰抑制技术，实现自干扰信号衰减达 80dB 左右。莱斯大学 Ashutosh Sabharwal 团队对自干扰消除技术进行分类，并分析技术瓶

18、颈在于发射和接收中振荡器的相位噪声，提出消除相位噪声影响的数字自干扰抑制方法，获得 9dB 性能提升。结合射频域消除技术和数字域消除技术实现联合消除 39dB，同时考虑天线隔离技术对信号衰减 39dB，共实现总衰减 78dB。莱斯大学在 2.4GHz 频率、625kHz 带宽下，测试 QPSK 信号，在天线间隔分别为10cm/20cm/40cm 情况下，自干扰抑制能力分别达 34dB/41dB/44dB。莱斯大学也采用 WARPLab 平台进行实验，实验环境为实验室，空中接口为无线传输，存在多径影响，实验信号格式为 Wi-Fi，测试验证在 2.4GHz 频率、10MHz 带宽下，接收天线口干扰

19、功率在-20dBm 情况下，天线抑制能力达 20dB，射频域干扰抑制能力达 35dB，数字域干扰抑制能力达 26dB，总干扰抑制能力达 81dB。文献4以 WARP5为测试平台，实验环境如图 2-11，参考蓝牙和 WiFi 的信号设计，单节点发射天线与接收天线分离，5dBm15dBm 发射功率，20cm40cm 的本地收发天线间距，8.5m 的两通信节点间距。实验采用空域天线、射频域、数字域三种自干扰抑制技术：射频域自干扰抑制采用数字辅助射频耦合自干扰抑制，数字域自干扰抑制采用自干扰信号重建抑制，单节点发射信号采用一根天线、接收信号采用另一根天线。三种技术不同组合的自干扰抑制性能如表 2-1

20、所示。9/137图2-11莱斯大学实验环境表2-1文献4的同时同频全双工自干扰抑制能力干扰抑制方法收发天线间距20cm40cm天线39dB45dB天线+数字70dB76dB天线+模拟72dB76dB天线+数字+模拟78dB80dB文献6以文献4的测试平台和参数设置为基础，进一步进行实验。针对带宽为 10MHz的 WiFi 信号，射频抑制效果最大为 35dB，数字抑制效果最大为 31dB，射频与数字的联合效果最大为 36dB。（3）加州大学加州大学加州大学提出 MIMI-OFDM 系统中时域射频信号在发射端进行波束赋形的方法，相比传统频域波束方式，可以消除 OFDM 符号中 CP 部分的干扰，测

21、试显示全双工干扰信号在 30MHz带宽上达到 50dB 的衰减。加州大学提出一种缝隙环双极化天线，在 70 x70cm 尺寸下两个天线之间隔离度达 20dB。加州大学利用安捷伦仪器搭建实验设备，实验环境为暗室，暗室无多径，空中接口为无线传输，测试验证在 2.4GHz 频率、30MHz 带宽下，射频域干扰抑制能力达 4750dB。文献7采用两种结构，即单节点收发天线分离(1 发 1 收)和单节点收发同天线(收发支路采用环形器进行分离)，分别验证了时域发射波束成形射频域自干扰抑制方法，针对 30MHz 带宽的信号，干扰抑制能力如表 2-2 所示。表2-2加州大学全双工实验结果天线方式抑制前干噪比抑

22、制后干噪比总抑制能力收发天线分离76dB26dB50dB收发共天线72dB25dB47dB（4）其他研究机构其他研究机构坦佩雷大学采用收发天线分离方案，天线间距为 20cm 情况下，自干扰抑制能力达 30dB，不会引入相位噪声。坦佩雷大学在直接耦合射频自干扰重建架构基础上，通过增加额外的接收10/137通道对每个抽头副本信号和射频对消后反馈信号进行数字化，利用数字域算法产生每个抽头的矢量调制器对应的调制信号，形成自动快速跟踪信道变化的闭环射频自干扰抑制系统。并进行了实验验证，收发天线隔离度为20dB，采用频率为2.46GHz、带宽分别为20MHz/40MHz/80MHz的 LTE 信号，射频域

23、自干扰抑制能力分别达 48dB/45dB/41dB。俄亥俄州立大学提出模拟基带自干扰对消技术，将一路功放输出提取的副本信号作为射频域自干扰重建和对消外，将另一路功放输出提取的副本信号再下变频到模拟基带，进行重建，并与经过射频自干扰对消和下变频之后的接收信号相加进行模拟基带自干扰对消。测试采用2.9GHz3.4GHz 频率、500MHz 带宽内瞬时带宽 80MHz 的信号，空域自干扰抑制达 30dB，射频域自干扰抑制达 30dB，模拟基带自干扰抑制达 20dB，数字域自干扰抑制达 20dB，总的自干扰抑制能力达 100dB。纽约大学 Michael E.Knox 等人提出单天线全双工方案，使用一

24、个圆极化双馈源贴片天线，并使用两个 90正交网络和两个环形器组成的平衡网络来实现自干扰抑制，该方案在900930MHz 频段下，实现 40dB 的空间隔离。弗吉尼亚理工大学测试 6m 收发天线垂直间隔条件下，80MHz 带宽情况下，天线隔离达85dB。弗吉尼亚理工大学在 3x3 全双工结构下，通过射频域数字自干扰抑制技术，采用 20MHz带宽的 OFDM 信号，自干扰抑制能力达 35dB。麻省理工学院林肯实验室利用发射端波束赋形技术发送信号，通过 MMSE 准则对信号进行匹配滤波，获得自干扰抑制能力达 45dB。11/137参考文献参考文献1Jung Il Choi,et al.Achievi

25、ng single channel,full duplex wireless communicationC/The 16th AnnualInternational Conference on Mobile Computing and Networking(MobiCom 2010).2010:1-12.2D.Bharadia,E.Mcmilin,and S.Katti,“Full duplex radios,”ACM SIGCOMM13,pp.375386,New York,USA,Oct.2013.3D.Bharadia and S.Katti,“Full duplex MIMO radi

26、os,”11th USENIX NSDI,pp.359372,Seattle,USA,Apr.2014.4M.Duarte and A.Sabharwal,“Full-duplex wireless communications using off-the-shelf radios:Feasibility andfirst results,”Asilomar 2010,pp.15581562,Florida,USA,Nov.2010.5WARPLab framework.http:/warp.rice.edu/trac/wiki/WARPLab.6M.Duarte,C.Dick,A.Sabha

27、rwal,“Experiment-driven characterization of full-duplex wireless systems,”IEEETrans.Wireless Commun.,vol.11,no.12,pp.42964307,Jul.2011.7Y.Hua,P.Liang,Y.Ma,et.al,“A method for broad band full-duplex MIMO radio,”IEEE Signal Process.Lett.,vol.19,no.12,pp.793796,Dec.2012.8焦秉立,马猛,“同时同频全双工技术浅析,”电信网技术,2013

28、 年 11 月,pp.2932.9软件无线电平台 uSDR 详细参数,http:/ Z.Zhang,Y.Shen,S.Shao,et al.,“Full duplex 2x2 MIMO radios,”6th WCSP,pp.16,Hefei,China,Oct.12/137三、三、CCFD 应用模式应用模式CCFD 技术将通信节点发射信号和接收信号设置在同一频率和同一时隙上，其效果是将通信的带宽效率加倍，而代价是通信节点的发射机信号直接泄露至接收机，导致了发射机对接收机的强大干扰，即所谓的自干扰。CCFD 可以实现 2 倍的频谱效率增益，被认为是继 MIMO 技术以来，唯一具有高频谱效率增益

29、的技术。然而，由于自干扰远远高于接收机通信信号，我们需要将自干扰消除到噪声功率之下，这将面临的很大技术挑战。它的收益巨大，同时挑战也是巨大的。因此，其应用必将综合需求和难度两个因素而发展。从产业规模上看，未来 6G 天地一体化通信规模将远远超出了现有规模。因此，有 CCFD带来的更新换代受到极大重视。由于现有网络比较成熟，CCFD 将迅速进入应用阶段，并为我国通信事业占据领先地位发挥关键性作用。1、在移动通信中的应用模式在移动通信中的应用模式（1）移动通信中移动通信中 CCFD 中继模式中继模式在移动通信系统中，中继器是一种网络设备，用于增大网络信号的传输距离，其主要原理是将网络信号放大后再进

30、行转发。具体来说，中继器会接收来自信源设备的信号，并放大其信号强度，然后将信号转发给信宿。随着频率资源的匮乏，新增的5G系统不得不采用更高的频率来承载通信信号（例如：3GHz以上），由于高频率电磁波绕射性能较弱，因此，基站覆盖盲点增多，特别是对室内用户的覆盖。中继在通信网络可以起到信号桥梁作用，是改善网络覆盖的有效的方法之一。在这种情况，全双工中继是最好的选择。其原因在于，用户和基站无需改变频率和时隙分配，而且中继的接入理论上不会增大系统多址干扰。图3-1全双工中继在5G场景中的应用图3-1 给出了一种用于室内外信号联接的中继场景，描绘出室内 5G信号强度不足的状况，并提出利用全双工中继器来增

31、强信号的策略。中继器的作用是把基站发射的信号同频转发给室13/137内用户，而室内用户的信号则利用中继转发给基站，鉴于 5G 采用的高频信号在空间衰减较快，导致其穿透建筑物能力有限，室内 5G 使用体验常受信号弱和速率下降的影响。所呈现的图示中，全双工中继器的接收天线同时吸收来自 5G 基站的信号并向室内传递。然而，这一过程中需面对室内发送天线造成的自干扰挑战。得益于墙壁的隔离效果，一定程度上可提升自干扰的抑制能力，使得在此种环境下部署全双工中继成为可能。随着对自干扰抑制技术的探索和 5G 网络的进步，全双工中继预计将扩大室内信号覆盖范围，使高带宽应用如虚拟现实、增强现实及高清视频流等得到更好

32、的支持，为用户带来更加丰富多彩的数字生活及工作体验。（2）移动通信中移动通信中 CCFD 半双工的混合模式半双工的混合模式在移动通信系统中，基站覆盖范围大，并且与移动站之间的通信信道在频域和时域上呈现选择性衰落，信号的路径损耗达到 80-100dB，多径衰落达到 30dB。当一个节点接收信号越微弱时，实施 CCFD 自干扰消除难度越大。在技术尚未达到完美的情况下，选择条件适合的时隙/频点（子载波）实施 CCFD 通信，而在其他情况下退回半双工通信是个很好的选择。图 3-2（a）和(b)分别给出了基于带宽划分和时隙划分的混合工作模式，此时频谱效率增益在 1 到 2之间。(a)基于带宽划分的混合双

33、工模式(b)基于时隙划分的混合双工模式图3-2混合双工工作模式示意图14/137（3）移动通信中移动通信中 CCFD 组网模式组网模式移动通信系统中 CCFD 组网具有极大的挑战性,特别是上行信道的双工干扰尤为严重，多数情况下来自邻基站 B2B 干扰功率甚至高于本小区边缘用户信号 30dB。图 3-3 中箭头标注了一个小区遭受周边 6 小区 B2B 干扰的情况。图3-3多基站B2B干扰示意图解决 B2B 干扰方案分为如图 3-4(a)(b)所示的两个步骤：步骤一：把基站发射机和接收机的天线在空间上分离，其中基站发射机天线放置在小区中心，采用多个接收机天线分布在小区内。步骤二：每个基站接收天线采

34、用阵列天线，利用自适应算法实现波束成形。图3-4阵列抑制B2B自干扰示意图将基站发射天线与接收天线阵列空间分离的目的是，利用信号路径损耗降低本小区基站发射机对其接收机的干扰。而接收机采用阵列天线的目的如下：利用阵列形成波束的多个零点抑制本小区和邻小区 B2B 的干扰。提高接收增益，由此降低 CCFD 移动终端的发射功率，减轻自干扰消除负担。另外，一个小区使用多个接收阵列的目的是，防止有本小区上行用户恰好处于一个基站天线阵列的波束零点方向，因而无法接收移动终端的信号。图 3-4 表示接收天线阵列同时抑制 7 个基站干扰的示意图，其中 CCFD 基站使用了 3 个接15/137收天线阵列，每个接收

35、天线阵列阵元数大于 7，并且每个阵列形成的零点对准 7 个基站，以消除它们之间的 B2B 干扰。接收天线阵列的波瓣用于接收移动终端的信号。特别需要指出的是，在抑制 B2B 干扰的同时，还可以利用其指向性提高接收移动终端信号的增益4。按照自适应阵列理论，一般而言使用 N 根天线的阵列可以抑制来自 N-1 个不同方向的干扰。如果抑制 19 个小区干扰，则需要 20 根天线阵元组成的阵列。2、低轨低轨 CCFD 卫星通信卫星通信进入本世纪以来，通信界最为引人注目的是，全球对低轨卫星通信的发展，并且迅速形成了抢占空间和频率资源的争夺。2004 年美国 Commercial Orbital Transp

36、ortation Services（COTS）推动航天商业化。计划将美国 NASA 航天先进技术进行有组织的成果转化，成为开启美国航天事业发展的根本动力，即：利用民营资本迅速占领空间和频率资源，及占领卫星通信服务市场。在这个过程中NASA 扮演两个角色。一方面，不断挑战航天发展中新出现的困难，以保证其全球领先的地位。另一方面，它将已经基本成熟的技术以低价格转化给商业公司，发动民营资本抢占空间和轨道资源。NASA 在放下低端技术的包袱，以求以更快的速度重点攻关新技术和新的应用。其中SpaceX 是成功典范之一。2014 年中国政府开始推动低轨卫星商业化的迅速发展，时至今日，民营航天事业得到颗蓬勃

37、的发展。至 2022 年，国务院、工信部和地方政府发布了一系列发展新一代通信技术等重要文件。中国民营企业从火箭发射到卫星运营已经构成了完整的产业和商业链条。而中国星网公司的成立将会以更大力度推进我们航天事业的发展。随着一箭多星技术及火箭运载成本的大幅度下降，覆盖地球全域，特别是对于至今仍无移动网覆盖的 80%区域，卫星互联网通信形成了巨大的优势。实现这一覆盖最具性价比的通信系统设置方案为 1.2 万颗星。为此，中国、美国、欧洲、俄罗斯、日本等加快推进低轨星座计划。可以看到，CCFD 非常适合在低轨卫星通信中发挥。首先，长期以来卫星通信频率资源处于极度匮乏的状态，CCFD 将发射信号和接收信号设

38、置在同一频点和同一时隙上，在给定通信速率条件下，它将通信频段缩小一倍，其次，在给定通信带宽的条件下，它将双向通信速率提升一倍。前者更利于避让卫星之间的相互干扰，后者使得一颗 CCFD 卫星具有两颗传统卫星的通信能力。其次，目前 CCFD 技术已经达到了低轨卫星通信的要求。以海拔高度为 600 公里为例，在俯仰角为 15情况下，通信距离大约在 2000 公里范围内。在使用 12dB 增益的星载天线和40dB 增益的地面站天线情况下，星载 CCFD 自干扰消除能力只需 125dB 以上。而星对地面的覆盖直径大于 500 公里。北京大学与中国空间技术研究院西安分院初次研究开发了低轨卫星对地面的关键技

39、术。新近与浙江时空道宇科技有限公司联合研制的两套 5.8GHz 与 7.025GHz 设16/137备已经通过地面 20km 测试，经第三方权威机构测试，结果表明均已达到了实际低轨卫星与地面通信的要求。实现低轨卫星通信突破，对 CCFD 进一步扩展到在飞艇、飞机和无人机具有推动作用。原因是，这类通信具有如下共同基本特征：（1）通信信道简单，信号环境相对干净，（2）移动通信平台辅助设施完善（3）便于布放阵列天线，（4）地面覆盖面积大。可以预见，在高空平台上实现 CCFD 将是 6G 系统最先突破点，让我们期待它的成功。17/137四、四、同频自干扰技术同频自干扰技术1、系统系统（1）系统架构系统

40、架构现有全双工中继系统的系统架构可以按照以下三个层面划分：天线类型，中继方案和空间数据流数量。如表 4-1 所示。表4-1全双工中继系统架构划分分类方式类型天线类型分离式天线共享式天线中继方案放大转发方案（AF）解码转发方案（DF）压缩转发方案（CF）空间数据流数量单入单出（SISO）多入多出（MIMO）全双工技术的实用化进程中，面临的问题和技术挑战包括：大功率动态自干扰信号的抑制、多天线射频域自干扰抑制电路的小型化、全双工体制下的网络新架构与干扰消除机制。采用基于平衡网络的消除架构3，其电路设计方法呈现对称的结构。此种方法通过使两路干扰信号等幅反向，来实现自干扰的消除。图4-1平衡网络自干扰

41、消除架构如图 4-1 所示，平衡网络架构利用正交混合模块和环形器将发射信号分为两路等幅相位相18/137差 90 的信号，并在天线端将它们朝向空间辐射，此时，仅有少量的信号会反射回来。反射信号被环形器传输到第二个正交混合模块中，得到等幅反向的反射干扰信号，经过叠加后能够互相抵消。总体而言，平衡网络架构技术可以有效解决自干扰向传播过程中产生的干扰问题。电平衡双工器是一种四端口器件，通过矢量模式匹配技术实现收发信号的分离。这种技术最初用于隔离有线电话中的发送和接收语音信号4，现在可广泛应用于移动通信、卫星通信等领域。在全双工单天线结构中5，可以用于隔离同频的收发信号，抑制自干扰信号。电平衡双工器的

42、四个端口 P1P4 分别连接发射端、天线、接收端以及阻抗匹配端。在端口 P1 进入的发射信号，经过一次绕组形成两路信号，一路经过 P2 端口天线发射出去，另一路进入 P4端口，通过改变 P4 端的平衡阻抗，可以得到等幅反相的两路信号，从而可以在 P3 端口隔离发射信号，实现单天线收发信号的隔离。该装置因其可靠性高、能有效地消除反射干扰等特点，目前已广泛应用于全双工通信领域，尤其在一些高速率的数据无线传输系统中得到了广泛应用。其中，变压器抽头比、磁通量以及链路阻抗匹配等参数都是影响电平衡隔离器性能的关键。图4-2电平衡隔离器消除架构定向耦合器也可以作为单天线的收发隔离器6，具体结构如图 4-3

43、所示。定向耦合器的四个端口 P1P4 分别对应发送端、天线、接收端以及反射端，发射信号通过 P1 传输到 P2 天线端进行发射，同时 P3 接收端会收到 P2 的反射信号以及 P1 端因隔离度有限的耦合发射信号。通过改变 P4 端口的反射系数，得到与上述干扰信号等幅反相的抵消信号，反射到 P3 端，实现单天线的同频收发信号的隔离。19/137图4-3定向耦合器自干扰消除架构前面提到的全双工天线设计都不属于宽带天线的范畴，在天线设计领域，一些与频率无关的天线也被提出用于全双工通信场景。文章7提出了一种基于螺旋天线的全双工天线设计。在文中，通过将两组相对的螺旋臂配对到各自的 Tx 和 Rx 通道，

44、如图 4-4 所示。螺旋的对称性和两臂之间 180的相位差使得信号在螺旋臂的端口处抵消，从而在 Tx 和 Rx 通道之间产生理论上无限大的隔离度。当然受限于材料以及制作工艺，实际上隔离度不会无限大，文中提出的设计实现了不小于 50dB 的收发隔离度8。图4-4基于螺旋天线的全双工天线设计20/137（2）全双工系统的自干扰抑制技术全双工系统的自干扰抑制技术全双工系统的关键问题在于基站间和终端间交叉链路干扰的规避和抑制以及基站内自干扰的抑制，包括同运营商内部的干扰，不同运营商之间的干扰（5G 白皮书）。也可归纳为如下问题：1）自干扰问题严重。收发天线在一个设备上同频同时收发的必然结果，自干扰信号

45、远远大于接收的有用信号。2）自干扰难以完美消除。实际中射频硬件的非线性、对子信道和接收 SI 信号的估计误差、各种消除技术的不完备等许多因素都会影响 SI 效果，无法完美消除。3）增加了用户间干扰。因为所有的邻近节点都同时发送,用户间干扰的数量几乎增长 2 倍，每个节点处的总干扰也有所增加。4）增加了消耗功率和复杂度。每个节点需要拥有额外的器件来消除 SI 和用户间干扰，无疑会消耗更多的功率和资源。从设备层面来看，全双工的核心问题是本地设备自己发射的同时同频信号（即自干扰）如何在本地接收机中进行有效抑制。涉及的通信理论与工程技术研究已在业界全面展开，目前广泛采用的同时同频全双工自干扰抑制技术主

46、要可以分为三大方面：空间域、模拟域以及数字域的自干扰抑制。空间域自干扰抑制是指通过天线布置等方法提高收发通道的隔离度，实现对自干扰信号的抑制，主要方法包括发射和接收（TR）分离、电磁波隔离和天线模式分集。模拟域自干扰抑制是利用发射机基带或者射频自干扰信号作为参考源，在接收机射频前端产生模拟自干扰信号的副本并进行抵消。数字域自干扰抑制是利用数字自干扰信号作为参考源，在接收机数字域估计自干扰信号的多径信道、非线性特征等参数并抑制。目前形成了空域、射频域、数字域联合的自干扰抑制技术路线，20MHz 带宽信号自干扰抑制能力超过了 115dB。一种典型的自干扰抑制路线如图 4-5 所示。图4-5典型的同

47、时同频全双工自干扰抑制架构21/137随着全双工自干扰抑制技术的逐渐成熟，全双工技术在中继系统中的应用成为后续的研究热点之一，典型的全双工中继系统如图 4-6 所示，自干扰消除仍是核心技术。图4-6典型的同时同频全双工中继系统解决了自干扰，也就是单个基站自己能正常工作了，但实际部署时不可能仅有一个基站一个终端，而是多个基站要组成网络，同时服务多个不同的终端。这就涉及到更为棘手的问题：交叉链路干扰。交叉链路干扰的消除，就需要设计对应的干扰测量机制，做到知己知彼，并传递已知的干扰特征，然后再通过波束零陷、干扰抑制合并等技术进行干扰消除。这个过程比单个基站内的自干扰消除要复杂，目前业界还在研究中。为

48、了能顺利地迈出第一步，我们应该由易到难，循序渐进（技术路线）。首先，可以在类似智能工厂的室内有限区域部署子带全双工微站，功率较小，和室外宏站的隔离相对容易一些。后续，再考虑多个子带全双工基站之间的组网，最后尝试去解决子带全双工宏站和现网大下行宏站之间的组网。随着组网干扰问题解决的进展，产业生态也将顺理成章地成熟。（3）全双工系统的组网技术（中继选择，资源分配等）全双工系统的组网技术（中继选择，资源分配等）从组网层面来看，全双工释放了收发控制的自由度，改变了网络频谱使用的传统模式，将会带来网络上用户的多址方式、无线资源管理等技术的革新，需要与之匹配高效的网络体系架构。业界普遍关注和已经初步研究的

49、方向包括：全双工基站与半双工终端混合组网的架构设计、终端互干扰协调策略、全双工网络资源管理、全双工 LTE 的帧结构等。在过去对全双工技术的研究中，更多侧重物理层的自干扰消除。随着物理层技术的逐渐成熟，从系统角度 MAC 层和网络层技术已经成为全双工系统应用的关键，这里涉及如何与现有多址方式相结合、多中继选择、功率分配和分簇与路由等。（4）全双工系统的物理层安全技术全双工系统的物理层安全技术目前多采用上层加密算法来实现无线通信安全。该方法是基于窃听端计算能力较弱，即破译窃收到信息所需要的时间和资源消耗对于窃听者来说是无法承受的前提下，利用额外信道交22/137换密钥来实现安全通信。近年来，随着

50、移动通信和计算机技术的快速发展，利用加密算法保障无线通信安全性能受到极大影响。相比之下，在香农信息论的理论框架下，物理层安全技术可利用无线通信中合法用户和窃听用户信道的差异性、信号叠加、存在干扰和噪声等特性实现可靠的不依赖密钥的无线安全通信。物理层安全技术成为近年来无线通信安全领域中比较活跃的研究方向。按照所实现的功能进行划分，物理层安全包含两个重要方面，一是通信信息的保密，二是用户的认证。波束成形和编码等技术被广泛应用到这两方面的设计与实现。现阶段物理层安全技术主要有安全编码技术、多天线安全技术、以及协作干扰技术三类。由于无线媒介的广播特性，无线通信本质上是不安全的。当窃听方位于发送节点的覆

51、盖区域内，无线通信会话便会被窃取。传统通信系统采用上层加密算法预防合法用户之间的数据窃听，但在超级计算机无论是算力还是计算量都飞速突破的今天，依靠增加运算量来获得信息安全的加密机制风险性越来越高。物理层安全技术从信息论的角度出发，利用无线信道的物理特性来保证无线传输的安全性。1975 年，Wyner 在9中引入窃听信道作为物理层安全的基本框架，并提出保密容量这一概念，保密问题涉及三个节点：发送端(Alice)、合法接收端(Bob)和窃听者(Eve)，Alice 希望在 Eve 无法译码的情况下与 Bob 进行通信。人工噪声辅助安全是当前物理层安全技术中的一项重要研究类别，早期出现于文献10中。

52、该方法通过多个发射天线或合作节点生成人工噪声(Artificial Noise,AN)，并注入到 Bob 的MIMO 信道的零子空间中，从而在不影响 Bob 信道的情况下削弱 Eve 的信道。然而，该方案存在以下固有问题：(a)发送端需要 Bob 的信道状态信息(Channel State Information,CSI)，向发射机反馈 CSI 将占用一定的信道资源；(b)如果发射机获取的 Bob 的 CSI 存在偏差，则 AN 很可能泄漏给 Bob，从而降低其信噪比。当 Eve 试图扮演 Bob 并将自己的 CSI 反馈给 Alice 时，该问题将更严重。(c)如果存在多个串通的 Eve，或

53、者 Eve 为多天线且天线数超过了 Alice 的天线数量，则 Eve 可以在已知 CSI 的情况下计算并消除 AN。为克服上述问题，文献11提出了一种基于 CCFD 实现的新型人工噪声辅助安全方案。与传统在发射端添加 AN 的方式不同，该方法中 AN 由合法接收者 Bob 产生，如图 4-7 所示。Bob 为全双工节点，可在接收 Alice 信号的同时发送 AN 以恶化窃听者的信道，同时该 AN 信号对于全双工节点 Bob 已知，因此可以被抵消。该方法具有以下优点：(a)Alice 不需要 CSI，无需反馈信道，从而节省了带宽资源，传统方案中 CSI 的不精确导致 AN 泄露这一问题也得以解

54、决，系统鲁棒性提高；(b)AN 既可以由多个天线产生，也可以由单天线产生，与现有的必须采用多天线发射机的方案相比更具有普适性；(c)该方法无需假设 Eve 的天线数小于 Bob，即使 Eve 上有大量的天线或者存在多个串通的 Eve，由于他并不知道与 Eve 之间的 CSI，所以AN 仍然很难被完全消除；(d)该方法可与发射机波束赋形方案相结合，进一步提高保密能力；(e)该方法尤其适用于接收机性能优于发射机的情况（例如接收机为基站）；(f)当 Eve 与 Bob 距离较近时，该方案效率更高。23/137图4-7人工噪声辅助的安全通信基于 Wyner 的安全容量概念可知，只要保证合法收信者 Bo

55、b 的信噪比始终高于窃听者 Eve，使系统的安全容量大于 0，那么就能实现绝对安全的保密通信。在无线通信系统中，由于无法保证在无线环境的任何位置，Eve 的 SNR 都低于 Bob，因此无法保证通信的绝对安全。因此，文献12介绍了一种在有线系统中实现绝对物理层安全的通信方案，系统结构如图 4-8 所示。图4-8有线安全通信系统结构图 4-8 中 Alice 希望通过长为度为的导线向 Bob 发送信号()，Eve 在导线的处进行窃听，有 0 。该系统与传统通信系统的不同之处在于，在 Bob 的接收机前端分别加进了一个 AN 发生器和一个 CCFD 系统中所使用的干扰消除器，前者用于向线路中释放

56、AN 以干扰Eve，后者用来消除 Bob 的接收机中混入的 AN，使 Bob 顺利接收目标信号()。根据图 4-8 的释放噪声原理，北京大学设计并制造了双向通信的保密电话，该电话可以直接与标准的电话交换机连接，使得窃听者无法窃取通话双方的内容。研制的电话机采用在信号的接收端释放人工噪声，然而巧妙地利用了加强传统电话两线-四线转换的双工功能，在将双向通信设置在载波频点分别为 200KHz，400KHz，带宽 30Khz，设计原理图见图 4-9。24/137图4-9保密电话设计原理图Alice 端发出的语音信号首先经过中继接口模块进行处理，然后通过 AD 芯片（AD9226）将语音信号转化为数字信

57、号，传输给 FPGA（Intel Cyclone V 5CEFA5）进行处理。FPGA 会生产成伪随机序列，并将其上变频到高频载波处，同时将基带语音信号上变频到低频载波处，然后将上变频后的语音信号和噪声信号按比例叠加。叠加后的信号经过 DA 芯片（AD9767）转换为模拟信号，并通过硬件上的放大和滤波电路将信号转换为差分信号。最后，通过二四线转换电路将差分信号发送给交换机。图4-10保密电话实物图保密电话实物图如图 4-10 所示。语音信号经过交换机发送到 Bob 端的过程中，差分信号同样经过 Bob 端的二四线转化电路、放大电路和滤波电路将差分信号转化为单端信号。随后，经过AD芯片采集并传输

58、给FPGA进行处理。FPGA会对接收到的语音信号进行低通滤波处理，去除叠加的高频噪声，并进行包络检波以恢复原始语音信号。恢复后的语音信号经过 DA 芯片发送至用户接口模块，并最终到达 Bob 端。Bob 端发出的语音信号也会经过类似的过程到达 Alice 端。不同之处在于 Bob 端的 FPGA25/137将基带语音信号上变频到与 Alice 端噪音信号相同的高频载波处，而噪音信号则是上变频到与Alice 端语音信号相同的低频载波处，以确保在同一信道传输时语音和噪音仍然能够正常叠加。同时，Alice 端的 FPGA 会对接收到的语音信号进行高通滤波处理，以去除叠加的低频噪声，并进行包络检波以恢

59、复原始的语音信号，最终恢复后的语音信号会到达 Alice 端。试验结果证实，可以完成 40dB 隔离度，实现安全保密语音通话。2、环形器环形器卫星通信系统主要包括地面通信站和通信卫星，利用卫星作为中继站来转发无线电波，从而实现两个或多个地面通信站之间的通信。发送信息时，发射信号经环形器送至天线，由大型天线将微波信号定向发出，送至预定轨道的通信卫星，由卫星对信号进行中继传输，送至其他地面通信站点。接收信息时，由其他地面站发送的信息，经由通信卫星中继，送至地面通信站接收，接收信号从天线进入，经过环形器进入接收通道。卫星通信地面站天线都是以一定角度对空放置，天线通常巨大，具有良好的定向性能，以最大限

60、度的减小地面干扰信号的影响。但由于天线存在副瓣，地面干扰信号会通过副瓣进入接收系统。图4-11地面干扰信号抑制系统示意图对此干扰信号可采用外加地面干扰接收天线的方法予以消除。该地面干扰信号抑制系统由专利1给出，示意图如图 4-11 所示。主要包括环形器、收发天线、地面干扰接收天线、对消信号产生单元、加法器等模块。其中环形器使信号单向环形传输，用于隔离发射与接收信号；26/137收发天线是地面通信站发射与接收共用天线；地面干扰接收天线用于接收地面干扰信号；对消信号产生单元包括滤波器、幅相调整电路、对消剩余检测等模块，用于产生与接收支路地面干扰信号相似的对消信号，并完成对消剩余检测、对消信号自适应

61、调整等功能；加法器用于完成对消信号与接收支路地面干扰信号的对消。通过外加地面干扰接收天线提取地面干扰信号，并将此信号送入对消信号产生单元，生成与接收通道中的地面干扰信号相似的对消信号，在接收通道中完成对消，以消除地面干扰信号。同时，在接收支路建立了反馈电路，当对消信号与接收支路中的地面干扰信号对消不完全时，对消剩余经接收支路提取，可自适应调整对消信号产生单元，改善对消信号的输出，直到得出满意的对消效果。环形器是一种被广泛用于射频领域、雷达系统以及卫星通信中的无源器件，它能够将高频信号在多个端口之间单向传输，方向顺序固定不可反向。环形器通过静偏磁场实现其收发信号之间的隔离功能，其能够使一个端口的

62、信号仅朝着一个特定的方向传输，从而保护其它端口不受到干扰。环形器基于铁氧体旋磁材料的特性，能够实现高频信号的单向传输。当高频波场通过环形器时，在恒定磁场下，铁氧体表现出旋磁特性，使得极化旋转的电磁波会在环形器中产生不同的极化平面。通过合理的设计，可以使特定方向上的电磁波极化平面垂直于接地电阻性插板，只有少部分能量被吸收，而与之相反的方向上两平面平行，大部分能量被衰减掉。利用这种原理，可以实现在环形器中让信号只沿着一个方向进行传输。图4-12环形器原理在全双工的单天线收发结构中，环形器可以很好地利用单向传播的特性，实现收发信号的隔离。在文2中，采用环形器作为单天线收发的隔离装置，如图 4-12

63、所示，三端口的环形器分别与发射端口、天线和接收端口相连。在该结构中，发射信号可经由环形器传输至天线并发射；而天线接收到的信号经过环形器耦合进入接收端口，其中包括发射信号耦合进入接收端口中形成的自干扰信号。本文中，通过环形器实现了 15dB 的自干扰信号隔离。单天线环形器的27/137隔离性能要低于天线分离的结构。环形器的隔离度与加工工艺、信号带宽相关，在窄带宽指标时可以设计出隔离度更高的环形器，但总体而言，环形器提供的隔离度难以突破 25dB，限制了在同时同频全双工领域的应用。图4-13基于环形器的单天线架构示意图磁性环形器体积偏大不易于集成，在过去的几年里，对非磁性循环器的研究激增。基于CM

64、OS 的非磁循环器自诞生以来，其性能已经显著提高，新型的基于 CMOS 工艺的非磁性环形器与传统磁性环形器之间的差距，尤其是是在线性和功率处理方面的差距，正在缩小，为单天线同时同频全双工系统的小型化铺平了道路。3、单天线单天线 CCFD 终端终端全双工系统的天线一般采用收发天线分离的结构。近年来也有一些研究使用单根天线进行全双工收发的方法。此时需要一个三端口的隔离器将发射端口、接收端口和天线端口三者连接起来，这种专用的隔离器通常叫做环路器（Circulator）。环路器的结构如图 4-14 所示，其中端口 1 用来连接发射机，环路器允许该端口的信号通过 1-2 的通路传导给收发共体天线，同时该

65、天先接收远端的目标信号再通过链路 2-3 传到给接收电路。环路器对从端口 1 到端口 3的信号具有抑制作用，但抑制能力有限。测试表明，环路器一般可以提供 15dB 的干扰隔离能力，这影响了环路器在 CCFD 系统中的应用。28/137图4-14环路器自干扰消除方法4、雷达发射信号的消除雷达发射信号的消除同频自干扰抑制技术的研究始于上个世纪中期连续波（CW）模式雷达系统的需求，不同于脉冲式雷达，CW 模式雷达需要在发射连续波的同时接收反射信号，必须通过某种方式抑制同频自干扰。从这个意义上说，连续波雷达与 CCFD 无线电系统非常相似。5、全双工系统与毫米波全双工系统与毫米波 MIMO 的结合的结

66、合按照所实现的全双工中继与毫米波技术的结合可以进一步提高系统频谱效率和覆盖范围。全双工毫米波中继可以作为无线回程应用于由小基站组成的网络中。毫米波回程也应用在城市环境中的毫米波中继辅助的回程网络中，在网络中连接不同的基站。目前在毫米波波段下的全双工自干扰消除技术亟待发展，现有相关自干扰技术可以实现总计超过 70dB 的自干扰抑制。除了传统微波系统下的直射路径（Line of Sight，LOS）自干扰以外，毫米波的高增益天线波束在经过散射后还会引起额外的非直射路自干扰。对于点对点全双工毫米波系统，可用近场传播模型来描述直射路径自干扰，通过增加射频链路的数量，波束形成自干扰消除可以获得更好的性能

67、。全双工和毫米波通信都是高能量消耗的通信方案。在 60GHz 下，毫米波系统的漏极效率要比微波段 2.4GHz 更低，漏极效率仅有不到 25%。此外，由于毫米波系统的短波长，其电路功率消耗也更大。在全双工通信中，自干扰消除需要额外的模拟域和数字域自干扰消除元件，但其仍可以获得比半双工系统更高的能量效率。因此，全双工毫米波中继系统的能量效率也是系统的重要评价指标。全双工毫米波中继的能量效率，需要对一级自干扰消除、二级自干扰消除和半双工中继进行了分析，其中二级自干扰消除的性能更优并且具有相对较松的最大传输功率约束。随着 5G 的发展以及对高传输速率需求的增加，毫米波通信已经成为提升系统性能的关键技

68、术之一。毫米波中继可以在实现高速率传输的同时拓展系统的覆盖范围，但现有的全双工毫米波中继系统混合预编码设计的相关研究较少。现有工作在对全双工毫米波中继系统进行29/137预编码设计时，对全双工毫米波中继节点进行了无自干扰的理想中继条件假设，忽略了全双工系统基本的自干扰问题。目前对全双工毫米波自干扰消除的混合预编码研究主要在点对点通信系统中，通过预编码设计对全双工自干扰进行抑制，而中继系统中的干扰消除混合与编码设计问题亟待解决。毫米波通信和全双工技术都具有较高能耗，尤其是当系统天线规模较大时，毫米波系统的能耗急剧增加，但现有研究在对能量效率进行优化时并没有考虑到对系统频谱效率。针对全双工毫米波中

69、继系统中未考虑全双工自干扰的问题，以点对点通信自干扰消除方法为基础，目前有全双工毫米波中继解耦和联合干扰抑制预编码设计方法，旨在对全双工毫米波中继系统中全双工自干扰进行抑制。在配置大规模天线的条件下，基于毫米波大规模 MIMO 天线响应向量的渐近正交性，对大规模 MIMO 条件下的全双工毫米波中继系统的渐近特性进行理论研究，分析大规模 MIMO 对系统中不同干扰及噪声的抑制能力，并且提出在不同天线配置下的功率收缩方案。30/137参考文献参考文献1马猛，焦秉立，段晓辉，张建华.一种用于卫星通信系统消除干扰的方法，专利号：CN201610848789.5P.2018-04-03.2Bharadi

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75、ainstWiretapper,IEEE Commun.Lett.,vol.21,no.3,pp.536-539,March 2017.31/137五、五、技术应用场景技术应用场景本章将综合 CCFD 技术作用、效率和实际应用讨论实际场景的突破，以描述其技术发展重点方向和规划。1、通感一体化通感一体化为避免 CCFD 节点之间的同频干扰，通感一体化(ISAC)是解决方案之一。目前业界关注度较高的通感一体化技术，是将感知和通信功能在同一硬件平台中进行联合优化，是学术界和工业界都非常关注的技术方向。通信感知一体化节点在发送通信数据的时候，需要同时检测自身发射信号打在目标上的回波信号，从而实现无线感

76、知的功能。由于信号往返传播时延较短，回波信号的到达时间将会处于发射符号内。这将要求基站具备同时收发的能力，需要支持同时同频的全双工模式，因此同时同频全双工是通感一体化应用的关键使能技术。当全双工和通感一体化技术结合使用时，将激发大量全新的全双工和通信感知一体化应用。例如用于智能家居，医疗健康，智能工厂，车联网，无人机，动作识别等方面。2、集成接入回传集成接入回传(IAB)未来的蜂窝网络预计将高度密集，以支持扩大覆盖范围和容量扩展，在 3GPP NR Release16 中已经支持 IAB 技术，通过 IAB 节点的方式对业务数据进行转发。传统的 IAB 节点都是半双工的，回程链路和接入链路占用

77、相同的频谱，但是通过半双工的方式传输，也就是说，回程链路和接入链路占用不同的时域资源或者频域资源，对于无线资源并没有进行充分的利用。同时同频全双工技术可以支持 IAB 节点的回程链路和接入链路同时进行传输，可以将频谱资源利用率提高一倍，并且还可以降低端到端和反馈时延。3、同频组网同频组网无线网络在不断的进行发展和变革，全双工通信技术也逐渐的成为一个成熟的概念和活跃的研究领域，以上讨论的应用场景目前都属于全双工通信的研究方向。但是从产业实现的角度去看，同时同频全双工需要克服基站的自干扰和相邻基站之间的干扰，考虑到该技术的实现限制需要较高的自干扰消除能力，当应用于小功率基站时对于自干扰消除能力的要

78、求也相对要小，因此同时同频全双工的最先应用场景应优先考虑实现复杂度更小的低功率的发射节点，比如低功率的小基站，低功率的中继节点，或者无线局域网等。此外，考虑基站侧的32/137升级改造通常比较容易推动，而终端产业链的普及则要更为滞后一些，全双工技术的应用将优先支持基站侧的实现，终端侧可以从半双工慢慢向全双工进行过渡。在 2016 年时北京大学基于 WiFi 协议的同频组网系统演示成功，演示系统包括两个覆盖半径为 15m 的小区，一个全双工移动站，证明了在无线局域网中部署同时同频全双工是可实现的。4、子带全双工子带全双工对于子带全双工，目前 5G NR Rel-18 正在进行相关的研究，主要是基

79、站侧使用子带全双工，终端侧半双工。基于 Rel-18 的研究结果，子带全双工技术可能在 Rel-19 写入 3GPP标准，最早可能在 2026 年应用于产品。目前 3GPP 的研究中评估的场景主要包含在 FR1 的室内热点场景和市区宏站覆盖场景，在 FR2-1 的室内热点场景和密集城市宏覆盖场景。多数公司的系统评估结果表明子带全双工的增益主要是在上行，对于下行在不同场景下的性能不同，但是多数场景下下行业务的性能存在损失，因此子带全双工主要用于需要大上行和低时延的场景，可能包括工厂自动化，医疗健康，车联网等。5、移动的星载平台移动的星载平台实现星载 CCFD 卫星通信可以将频谱效率提高一倍，这里

80、卫星位置垂直地面接收站处地平面，是接收信号最佳位置（大致为 600 公里）。而卫星与地面站连线接近掠射情况下（俯仰角为 20 度，通信距离为 2000 公里），接收条件最差。掠射场景通信是技术突破的关键。33/137六、六、产业发展现状产业发展现状FDD（频分双工）和 TDD（时分双工）是从 3G 到 5G 的两种主流的双工方式。其中FDD 采用两个对称的频谱同时进行发送和接收，中间通过保护频段来隔离，但是在上下行业务量不对称时，频谱利用率偏低。TDD 是在同一个频谱上通过不同的时隙进行发送和接收，其上行和下行传输无法同时进行，上行和下行之间需要转换间隔，但是 TDD 无需对称频谱资源，并可灵

81、活设置上下行资源比例，适配非对称的业务需求，然而上下行转换会带来额外的传输等待时延，同时上行资源在时域上不连续也会造成上行覆盖受限。随着数智化社会的加速发展和行业应用的丰富，工业场景（如智慧工厂、智能制造）以及XR、元宇宙等业务对5G提出了极致低时延和超大上行需求，其中端到端时延不高于10ms，部分业务要求端到端时延不高于 4ms，上行速率要求几百 Mbps 甚至上 Gbps1。TDD 频谱带宽大速率高，但是存在较大的传输等待时延，上行吞吐量受限、覆盖受限等瓶颈问题，无法满足日益发展的 5G 业务对极致低时延和超大上行的需求。同频同时全双工（CCFD）可以有效提高频谱利用率，满足不同业务的对于

82、上下行流量的差异化需求，是未来 6G 系统的重要候选技术。6G 系统在初期很可能部署在中高频段，采用多天线和波束赋形技术，站内和战间的隔离度稿，有利于同频同时全双工部署。目前产业界对于全双工的研究和实现主要集中在子带不重叠（Subband non-overlappingfull duplex,SBFD）的全双工研究，即在基站侧的一个 TDD 载波上，上行传输和下行传输在不同的频域资源上分开，终端侧为半双工。3GPP Rel18 开展了 Duplex enhancement 研究项目，其中包括 SBFD 和 dynamic TDD 的增强两个部分，当前正处于评估阶段，对于子带全双工技术的应用场景

83、和可行性尚未达成一致。中国移动主导提出并推动 3GPP 立项研究子带全双工 SBFD 技术。子带全双工又称时频统一全双工 UDD（Unified time and frequency Division Duplex），是指基站在同一个频谱内的不同子带上分别同时进行发送和接收。子带全双工技术结合了 TDD 和 FDD 的优势，无需对称频谱资源，同时可以降低传输等待时延和提升上行覆盖性能。相比同时同频全双工CCFD，子带全双工无法实现频谱效率的倍增，但是上下行子带的频率隔离降低了自干扰消除的难度，子带全双工是迈向同时同频全双工的关键一步。34/137频分双工FDD时分双工TDD同时同频全双工CCF

84、D子带全双工SBFDSBFD 技术可以拓宽 5G 融合应用的行业广度和业务深度，助力 5G+工业互联网支持用户级服务定制能力（如确定性低时延、和大上行等通信能力），满足千行百业的核心生产业务需求。SBFD 技术还具有很好的前向兼容性，即只需基站升级支持 SBFD 工作模式，但不改终端，实现 R15 灵活时隙配置的存量 5G 终端可以无感知地接入 SBFD 网络，初步享受全双工技术带来的用户级服务定制能力增益。2022 年 12 月，中国移动联合中兴通讯和高通在西安完成了业界首个 5G 子带全双工（SBFD）技术验证，测试验证了单站实验室场景下 5G TDD 测试终端（TUE）的射频直连性能。测

85、试采用中兴通讯推出的业内首款子带全双工微站产品，测试显示基于单载波和测试终端的单用户上行吞吐量可达 1.47Gbps，同时端到端时延降低至 3.9ms。2023 年 5 月，中国移动联合中兴通讯，在浙江亿太诺气动工业有限公司的生产车间完成子带全双工技术的首次外场验证。验证结果显示在单站工厂外场空口环境下，单个 TDD商用终端上行吞吐量可达 672Mbps，同时空口端到端时延最低可达 5.3ms。2023 年 9 月，中国移动联合中兴通讯和明珞装备，在广州完成了业界首个 5G-A 工业现场网预商用验证，涉及产线数采、数字孪生和工业现场网承载产线核心生产业务。测试显示在单站实验室空口环境下，采用

86、5G-A 的 SBFD 和 UE 聚合技术后，TDD 商用终端的上行吞吐量超 600Mbps,端到端时延最低可达 5.3ms,时延可靠性可达 10ms99.99%，可充分保障同时存在上行大带宽、低时延、高可靠的多业务并发场景下核心生产业务的稳定高效运行，满足产线高节拍、高柔性的需求。35/1372023 年 12 月，中国移动联合中兴通讯，在中国移动研究院协同创新基地 5G-A 实验室和中兴通讯西安实验室共同完成子带全双工技术极致性能验证。测试显示在单站实验室空口环境下，单个 TDD 商用终端上行吞吐量超 650Mbps，且综测仪模拟 PLC 业务的端到端时延可靠性可达 5.1ms99.999

87、%，可充分保障同时存在上行大带宽、低时延、高可靠的多业务并发场景下核心生产业务的稳定。子带全双工技术处于原型机验证和增强研究阶段，主要包括空口性能和组网干扰问题，如：站内自干扰，站间互干扰，异运营商间干扰和终端间干扰，以及与现有系统和网络的兼容问题。当前 SBFD 全双工产业链中包括华为、中兴、高通、三星、Kumu 等公司在进行积极的研究，开展芯片化、样机试验。芯片化方面，2022年3月KUMU推出业界首款提供实现5G-Advanced子带全双工（SBFD）功能所需自干扰消除（SIC）技术的全双工芯片。这是一种高线性度、高动态范围和高度集成的射频集成电路（RFIC）解决方案，被命名为“Came

88、lot RFIC”，其具有非常小的占位面积（4.5mm4.5mm）和最小的电流消耗（大约 1 mAmp）；因此可以被轻松集成到 5G 大规模MIMO 无线电单元（RU）中；当与波束归零技术结合使用时，它可以在发射和接收天线单元之间提供高达 100 dB 的隔离。【https:/ 样机方面，当前华为已经开展全双工样机的试验，包括同频全双工和子带全双工样机的实验。【https:/ 80dB 的收发天线隔离度。对于同频同时全双工（CCFD），国内在芯片、器件方面的技术研究刚起步，尚无全双工相关产品发布的公开消息。根据 IMT2030 全双工工作组的报告，电子科技大学、华为、中兴、三星、北京大学都分别

89、完成了原型样机的单站验证。在频谱政策方面，目前频谱在使用上目前只有 FDD 频谱和 TDD 频谱，无委还没有分配可以支持全双工的频谱。政策支持上还需要新的政策才能使用全双工。CCSA 频谱工作组在 2023 年初成立TDD 频率子带全双工全球共存研究和相关法规现状调研研究项目，开展全双工频谱方面干扰工程、法律法规方面的研究。包括：全球 TDD频率时间和帧结构同步要求等法规现状、国际标准化组织对于子带全双工技术的相关共存研究进展。该项目计划时长两年，预计 2025 年 2 月份完参考文献参考文献【1】中国移动，5G 大上行能力在行业数字化中的价值白皮书，202037/137七、七、国际标准制定及

90、专利国际标准制定及专利3GPP 于 2022 年 8 月至 2023 年 12 月开展了 Rel-18 版本子带全双工 SBFD（SubBandnon-overlapping Full Duplex）的研究项目（study item），由中国移动担任该项目报告人。该研究项目主要评估了子带全双工在不同部署场景下的技术可行性和网络性能，同时研究了干扰管理方案、系统流程设计、射频指标等。中国移动同时作为主编发布了该项目的研究报告3GPP TR 38.858，为后续的标准制定工作奠定基础。1、国际标准制定国际标准制定子带全双工已在 3GPP R18 立项，目前正处于 SI（Study Item）阶段，

91、理论和工程技术研究已全面展开。中国移动牵头子带全双工技术的标准化，并将其打包到了 UDD（UnifiedDivision Duplex，统一双工）系列技术中，其中 S-UDD（Single carrier UDD，单载波 UDD）就指的是子带全双工。三星也类似，将该技术包装成了 XDD（cross division duplex，交叉双工）。虽说目前的研究已经取得了一定的进展，但该技术离正式商用还比较遥远。按照 R18研究，R19 标准化的节奏，相关协议预计要到 2025 年才会冻结，商用预计要到 2026 年以后。在实现了上述子带不交叠的子带全双工之后，更进一步，让子带之间有所交叠，研究怎样

92、让交叠之处的少量频谱实现同时同频全双工，最后，将推进整个载波向同时同频全双工迈进。这是个循序渐进的过程，整个路线如图 7-1 所示。图7-1双工技术路线示意图38/137（1）潜在部署场景潜在部署场景3GPP SI 阶段识别出 3 种典型的 SBFD 网络部署场景，如图 7-2 所示，包括：1)非共存情况(non-coexistence case)：同运营商同频 SBFD 部署，且所有基站的 SBFD 子带配置相同；2)同信道共存情况(co-channel co-existence case)：同运营商 SBFD 与 TDD 同频共存部署，且宏站采用静态 TDD，室内小站采用 SBFD；3)邻

93、道共存情况(adjacent-channelco-existence case)：异运营商 SBFD 与 TDD 邻频共存部署。(a)非共存情况(b)同信道共存情况邻道共存情况图7-2SBFD网络典型部署场景（2）子带自干扰分类子带自干扰分类多 SBFD 基站组网场景下，不同基站在不同的子带上的传输方向不同，因此与传统 TDD组网相比，SBFD 组网会存在更加多样的干扰类型，包括如图 7-3 所示的最多 11 种干扰，包括：-基站自干扰(SI)-基站-终端下行同频子带内干扰-终端-基站下行同频子带内干扰39/137-(小区间)非共站基站间同频子带内 CLI(cross-link interfe

94、rence)-(小区间)共站扇区间同频子带内 CLI-(小区间)终端间同频子带内 CLI-(小区间)非共站基站间同频子带间 CLI-(小区间)共站扇区间同频子带间 CLI-(小区间/小区内)终端间同频子带间 CLI-基站间邻频 CLI-终端间邻频 CLI图7-3SBFD网络干扰类型其中，为基站自干扰；和为传统的蜂窝网络中的邻小区同频干扰；和为基站间(gNB-gNB)的交叉链路干扰 CLI，主要是施扰基站(aggressor gNB)的下行传输对受扰基站(victim gNB)的上行接收造成的干扰，其中，为同频子带内 CLI，为同频子带间 CLI；和为共站部署的多个扇区之间上下行传输的 CLI，

95、其中，为同频子带内 CLI，为同频子带间 CLI；和为终端间(UE-UE)的 CLI，主要是两个终端距离较近，施扰终端(aggressor UE)的上行发射对受扰终端(victim UE)的下行接收造成的干扰，其中，为同频子带内 CLI，为同频子带间 CLI；和异运营商间的相邻信道 CLI。传统 3GPP 干扰模型理论和系统级仿真中仅针对同频干扰()和异频载波间干扰()进行建模和射频指标分析，尚无自干扰()和子带间非线性()的干扰模型。针对上述问题，3GPP Rel-18 SBFD SI 阶段完成了 3GPP 有史以来最复杂最精确的干扰建模工作，提出了自干扰()和子带间非线性()的干扰模型，并

96、且更新了异频载波间干扰40/137()模型，为全双工技术构建了完备的干扰基础理论分析体系,为未来进一步实现同时同频全双工奠定了基础。干扰模型详情可参考 3GPP SBFD 技术报告 TR 38.858 第 A.2 节。（3）自干扰抑制技术自干扰抑制技术为了消除基站自干扰()，可考虑如下自干扰抑制技术，如图 7-3 所示，主要包括：-空间域空间域：天线隔离天线隔离(antenna isolation)：主要用于消除来自 DL sub-band 的 Tx powerlevel 和 leakage，天线隔离主要通过 Tx 和 Rx 阵列之间的隔离距离实现，此外 Tx 和 Rx 的波束赋型也会影响最终

97、的 antenna isolation，部分公司也提出了通过额外增加隔离材料或者 RF choke 的方式提高隔离度。其中 inter-sector 的antenna isolation 跟具体的部署环境有关，例如增加不同扇区间的隔离距离或者增加隔离材料需要考虑 weight,wind-load,weather resistance 等因素；发射零陷滤波发射零陷滤波(Tx beam nulling)：通过 AAS 基站天线自由度实现在干扰源方向的 beam nulling，但是该方法可能会影响正常的 DL EIRP 以及影响 MIMO表现；-射频域射频域：模拟干扰消除(Analogue int

98、erference cancellation)。主要通过采集发送侧干扰信号（包括 DL-subband signal and leakage 信号）、反馈给接收侧，并从接收信号中减掉实现干扰消除。理论上该方法需要将每一个发射机链路反馈给每一个接收机链路，也即复杂度=发送机和接收机链路之乘，但部分公司提出可以将复杂度降低到两者之和。此外模拟干扰消除还需要考虑环境散射、反射的干扰信号消除；-数字域数字域：数字干扰消除(Digital interference cancellation)。在数字域实现删除干扰信号的方式，该方法需要评估发送和接收间的 coupling 以及 distortion；-频

99、域隔离频域隔离：发射机泄漏抑制(Suppression of transmitter leakage)。主要由于 OFDM符合频谱扩展（spectrum widening）以及 RF 互调产物产生，其中 OFDM 频谱扩展可以通过数字滤波器进行降低，非线性产物主要通过 CFR 以及 DPD 算法实现抑制；41/137图7-4SBFD基站自干扰抑制技术RAN4 分析了不同基站类型的自干扰抑制能力(RSIC residual self-interference calculation)，主要分析结论见表 7-1表 7-3，例如，FR1 皮站残余自干扰可以比噪声低 6dB，使得灵敏度恶化小于等于 1

100、dB；但对于 FR1 宏站，公司观点存在一定分歧。详情见 TR 38.858 第 9.29.4节。42/137表7-1FR1宏站(FR1 WA BS)自干扰抑制能力CompaniesSamsungEricsson HuaweiHuaweiQualcomm CATT NokiagNB Txpower(dBm)49534753494954requiredRSIC budget(dBc)151155149155151151156公司上报的整体 RSICcapability(dBc)154.2154.6125150.6155.3155121.8612243/137表7-2FR1微站(FR1 mediu

101、m range BS)自干扰抑制能力CompaniesNokiaEricssonZTE HuaweiSamsunggNB Txpower(dBm)3638383835303838requiredRSIC budget(dBc)134134134134131127134134公司上报的整 体RSICcapability(dBc)110120109(3GPPminimumrequirements)128138(Realistic)135(OptimisticRX)134(Realistic,lowerpower)130.514613444/137表7-3FR1皮站(FR1 local area B

102、S)自干扰抑制能力CompaniesEricssonZTE CATTHuawei Nokia SamsunggNB Tx power(dBm)24242324242324required RSIC budget(dBc)117117127.0117.99117120.0117公司上报的整体RSIC capability(dBc)112(3GPPminimum)128(RealisticRX)130.5122.33121110115129（4）交叉链路干扰交叉链路干扰 CLI 抑制技术抑制技术在 3GPP Rel-18 SBFD SI 阶段，RAN1 研究并评估了多种基站间(gNB-gNB)和终

103、端间(UE-UE)交叉链路干扰 CLI 抑制技术。针对基站间(gNB-gNB)交叉链路干扰，潜在干扰抑制技术包括：-空间域方法空间域方法(Spatial domain based schemes)，包括：波束迫零(Beam nulling)和波束配对(Beam pairing)。如图 7-5 所示，波束迫零指的是施扰基站(aggressor gNB)在决定其下行用户的下行波束权值时额外考虑受扰基站(victim gNB)的影响，避免该下行波束指向受扰基站；波束配对指的是施扰基站和受扰基站协调下行用户和上行用户的波束方向，避免出现交叉链路干扰(a)波束迫零(b)波束配对图7-5基于空间域的基站间

104、CLI抑制方法-时域和时域和/或频域协调调度或频域协调调度(Coordinated scheduling for time/frequency resourcesbetween gNBs)-功率域方法功率域方法(Power control based schemes)，如基站降低下行信号发射功率，或终端提高上行信号发射功率-基站间基站间 CLI 测量和信道测量测量和信道测量(Inter-gNB co-channel CLI measurement and/or45/137channel measurement)针对终端间(UE-UE)交叉链路干扰，潜在干扰抑制技术包括：-空间域方法(Spati

105、al domain based schemes)，包括：基于终端波束的 CLI 测量和上报等-时域和/或频域协调调度(Coordinated scheduling for time/frequency resourcesbetween UEs)-功率域方法(Power control based schemes)，如基站提高下行信号发射功率，或终端降低上行信号发射功率-终端间 CLI 测量(UE-to-UE co-channel CLI measurement)，如基于层 1 或层2(L1/L2)的 CLI 测量与上报等（5）系统设计初步考虑系统设计初步考虑如图 7-6 所示，SBFD 配置在

106、单个 TDD 载波内，且上行 BWP 和下行 BWP 具有对齐的中心频率。在SBFD小区(基站采用SBFD操作)中，传统TDD终端和SBFD新终端(简称SBFD感知终端，SBFD aware UE)能够在共存。SBFD 子带配置在 TDD 帧结构的下行符号或灵活符号中，且最多支持 1 个上行子带和 2 个下行子带，其中 1 个上行子带可以配置在载波的一边(对应于 DU 模式,如图 7-5(c)所示)或中间(对应于 DUD 模式,如图 7-5(b)所示)。上下行子带的时域和频域配置可通过网络配置。不同SBFD符号上具有相同的SBFD子带频域资源。为了避免在 SBFD 符号和非 SBFD 符号间频

107、繁切换，要求一个 TDD 上行/下行配置中最多只有 2 个 SBFD/非 SBFD 符号类型转化点(transition point)。(a)(b)DUD模式(c)DU模式图7-6SBFD子带配置46/137对于 DUD 模式，终端的下行物理资源被上行子带分隔为两个不连续的下行子带，因此RAN1 需要研究频域资源分配增强技术以解决下行非连续资源分配问题。由于 SBFD 符号和非 SBFD 符号上的空间关系和干扰情况可能不同，因此 RAN1 考虑为 SBFD 符号和非 SBFD 符号分配不同的资源、调频参数、上行功控参数、空间关系等。RAN1 还需要研究跨 SBFD 符号和非 SBFD 符号的上

108、行传输和下行接收增强技术，如跨SBFD 符号和非 SBFD 符号传输的资源映射方式等。（6）RAN1 性能评估性能评估RAN1 开展了系统级 SLS(System Level Simulation)评估工作，观察 SBFD 操作相对于静态 TDD 操作在用户体验吞吐量 UPT(User Perceived Throughput)和包时延(packet-latency)等指标上的性能增益。在图 7-1 所示的 3 种 SBFD 网络部署场景下，评估了 4 种 TDD 和 SBFD 时隙配置和上下行资源比例，包括：-Alt-1:TDD 采用 DDDSU 帧结构，总的上行资源比例约为 20%；SBF

109、D 采用DXXXU 帧结构，X 表示 SBFD 时隙，总的上行资源比例约为 32%-Alt-2:TDD 采用 DDDSU 帧结构，总的上行资源比例约为 20%；SBFD 采用XXXXU 帧结构，总的上行资源比例约为 35%-Alt-3:TDD 采用 DDDUU 帧结构，总的上行资源比例约为 40%；SBFD 采用XXXXU 帧结构，总的上行资源比例约为 40%-Alt-4:TDD 采用 DDDSU 帧结构，总的上行资源比例约为 20%；SBFD 采用XXXXX 帧结构，总的上行资源比例约为 20%注意，对于配置 Alt-1 和 Alt-2，SBFD 与传统 TDD 共存时 SBFD 的 DL

110、传输不会对 TDD的 UL 接收造成干扰，适合现网部署；而对于配置 Alt-3 和 Alt-4，SBFD 和 TDD 的上下行资源比率基本相同，用于比较 SBFD 相对于 TDD 的性能“净”收益。其他的关键仿真假设包括：假设 1dB 降敏的自干扰抑制能力(即残余基站自干扰造成的灵敏度恶化为 1dB)；如图 7-7 所示，SBFD 基站采用收发分离天线架构；SBFD 基站和 TDD基站的收发通道(TxRU)数目相同，但 SBFD 基站的天线阵子数是 TDD 基站的 2 倍。更多仿真假设详见 TR 38.858 附录 A 和附录 B.1。47/137图7-7SBFD基站采用收发分离天线架构RAN

111、1 系统级评估结果显示，在特定评估场景下，SBFD 存在性能增益。如表 7-4 所示，对于非共存场景，与静态 TDD 相比，-当 SBFD 采用公平的资源配置(Alt-4:SBFDXXXXX vs.TDDDDDSU时，在低频室内(FR1 Indoor)和高频室内(FR2-1 Indoor)场景下，对于所有的业务负载(低、中、高)，SBFD 的上下行 UPT 都存在性能增益；而对于其他的部署场景，SBFD 的上下行 UPT 性能或有增益或有损失，与业务负载情况与数据包大小有关。经分析，SBFD 的上下行 UPT 性能增益至少来自于更多的上下行传输机会；-当 SBFD 采用非公平的资源配置(Alt

112、-2:SBFDXXXXU vs.TDDDDDSU时，在所有部署场景下，SBFD 都具有显著的上行性能增益，但存在一定的下行性能损失。经分析，SBFD 的上行 UPT 性能增益至少来自于更多的上行资源和更多的上行传输机会，而下行 UPT 性能损失则至少来自于更少的下行资源；-另外，SBFD 网络的基站间 CLI 可能造成上行 UPT 性能损失，并且终端间 CLI可能造成下行 UPT 性能损失。更多的评估结果详见 TR 38.858 第 7.3.1 节、7.4 节、附录 B.2 和附录 B.3。48/137表7-4RAN1系统级评估结果Alt-4(XXXXX)Alt-2(XXXXU)非共存非共存F

113、R1Indoor所有负载：存在 DL/UL 增益所有负载：存在 UL 增益(79%150%)存在 DL 损失(-0.35%-54%)FR1 UMa所有负载-小包(下行 4Kbyte,上行1KBbyte)：存在 UL 增益低负载-大包(下行 0.5Mbyte,上行0.125MBbyte)：存在 UL 增益所有负载：存在 UL 增益(41%199%)存在 DL 损失(-3%-86%)FR1 DenseUMa所有负载-小包：存在 UL 增益低负载-大包：存在 DL/UL 增益所有负载：存在 UL 增益(68%147%)存在 DL 损失(-27%-64%)FR2-1Indoor所有负载：存在 DL/U

114、L 增益所有负载：存在 UL 增益(79%201%)存在 DL 损失(-4%-40%)FR2-1DenseUMa所有负载-小包：存在 DL/UL 增益低负载-大包：存在 DL 增益所有负载-大包：存在 UL 增益所有负载：存在 UL 增益(76%139%)存在 DL 损失(-21%-50%)同信同信道共存道共存FR 1Indoorlayer所有负载：存在 UL 增益，但 DL 损失所有负载：存在 UL 增益(42%218%)存在 DL 损失(0.43%-81%)邻道共存邻道共存FR1UMa(0%gridshift)SBFD 运营商运营商:所有负载：存在 UL 增益，但 DL 损失TDD 运营商

115、运营商:所有负载：存在有限的或较大的DL/UL 损失SBFD 运营商运营商:所有负载：存在 UL 增益(23%168%)存在 DL 损失(-23%-65%)TDD 运营商运营商:所有负载：存在有限的(-5%)的DL/UL 损失FR1UMa(100%grid shift)SBFD 运营商运营商:低/中负载：存在 UL 增益所有负载：存在 DL 损失TDD 运营商运营商:所有负载：存在有限的或较大的DL/UL 损失SBFD 运营商运营商:所有负载：存在 UL 增益(37%94%)存在 DL 损失(-21%-52%)TDD 运营商运营商:所有负载：存在有限的(Victim)Case 1Case 2C

116、ase 3Case 4Urban Macro-UrbanMacroTDD 无DL 损失TDD 存在显著 UL损失SBFD 无 DL 损失，SBFD 仅在小区边缘存在 UL 损失SBFD 无DL&UL 损失Urban Hotspot-UrbanHotspotTDD 仅在小区边缘存在 DL损失TDD 存在UL 损失SBFD 无 DL 损失，SBFD存在UL损失SBFD 无DL&UL 损失Indoor-IndoorTDD 无DL 损失TDD 无UL 损失SBFD 无 DL&UL损失SBFD 无DL&UL 损失Urban Macro-UrbanMicroTDD 无DL 损失TDD 存在UL 损失-Ur

117、ban Micro-UrbanMicroTDD 无DL 损失TDD 存在UL 损失SBFD 无 DL 损失，仅当 TDD 发射功率 46dBm 时 SBFD存在 UL 损失SBFD 无DL&UL 损失50/137（8）小结小结Rel-18 SI 阶段初步研究确认了子带全双工 SBFD 技术可行性和标准可行性，并且通过仿真评估，确认了在特定部署场景下，SBFD 技术存在显著的网络性能增益，为后续的标准制定工作奠定了基础。3GPP 于 2023 年 12 月进一步立项 Rel-19 子带全双工（SBFD）的标准项目（work item），该项目从 2024 年 1 月开始，预计持续到 2025 年

118、年底，将在 Rel-18 研究项目的基础上进行SBFD 的标准制定工作，包括：1)构建完善的 SBFD 全流程系统设计体系，研究并规范：SBFD 子带的时频域配置、跨子带的频域资源分配、跨符号类型的传输行为、SBFD 符号的上行和下行传输冲突解决等；2)研究并规范 SBFD 随机接入流程，拓展 SBFD 技术能力边界；3)研究并规范基站间和终端间的跨链路干扰管理机制，有效抑制 SBFD 组网干扰，支持设备间互操作。2、专利专利在全双工专利方面，各大通信公司对全双工技术专利都有一定的储备，包括华为、高通、三星、LG、诺基亚，Docomo，ZTE 等。仅从 R18 协议立项的子带全双工来初步判定，

119、该方案的知识产品分布相对比较分散，各个运营商、终端、设备商均有积极的提案或相关专利。从发明专利官网查询关键词“全双工&通信”，2013/012023/06 间申请数量统计结果如下图，高通的申请数量最多，其次是华为。51/137关键词“全双工&通信”，2013/012023/06 间不同国家的申请数量统计结果如下图，中国最多，为 2818 个，其次是美国，为 329 个。52/137关键词“全双工&通信”，2013/012023/06 间不同年份的申请数量统计结果如下图，2021年最多。53/137【https:/pss- CCFD 带来的系统自干扰及解决方法带来的系统自干扰及解决方法（1）CC

120、FD 中的自干扰中的自干扰同频同时全双工 CCFD 技术使得无线终端能够在相同的频带上同时发送和接收。以每赫兹每秒可靠传输的信息比特数作为度量，CCFD 使得系统频谱效率加倍成为可能，是未来移动通信系统提高频谱效率的重要途径1。但是 CCFD 工作时其发射天线的部分传输能量会被传输到它的接收天线，造成严重的自干扰（SI）。在自干扰抑制能力达不到要求的情况下，残留的自干扰信号将对吞吐量产生负面影响。例如在 Wi-Fi 系统中，平均发射功率和噪声下限分别约为 20dBm 和90dBm，即总共需要 110dB 的自干扰抑制才能确保 CCFD 系统的正常运行2。在 LTE 系统中，信号的传播距离较长，

121、这就需要更高的 123dB 左右的自干扰抑制能力。自干扰消除是全双工通信的核心问题。在全双工模式下,现有研究结果表明,如果自干扰信号的强度能够得到成功抑制,使得剩余自干扰强度比背景噪声功率低 3dB以上,则剩余自干扰信号不会对系统端到端吞吐量造成显著影响3。由于信号也是由 CCFD 基站发射的，因此可以由接收天线接收的信号中减去发射的信号作为自干扰消除。但实际情况要远远复杂得多。虽然接收天线知道发射天线发射的数字基带信号，但该信号在传输链中经历了许多不必要的损害，包括线性失真、非线性失真、振荡器偏移等(如，非理想模拟组件产生立方或高阶失真、模拟电路产生发射机噪声)。因此接收的自干扰信号是由原始

122、发射信号的线性和非线性分量以及未知噪声组成。如果不考虑这些失真因素，直接从接收信号中减去已知的基带版本中的自干扰信号是不合适的。1）CCFD 收发器原理收发器原理图8-1传统CCFD设备的基本配置55/137如图 8-1 所示，CCFD 通信设备的发射机和接收机同时工作在相同中心频率上，因此CCFD 设备接收的混合信号包括三个分量：期望接收的信号、自干扰信号和噪声。2）自干扰信道建模自干扰信道建模通常自干扰信号由两个主要成分组成：LOS 成分直接来自发射天线，而非 LOS 成分来自发射天线的反射。对于 CCFD 卫星通信系统，卫星终端的信号信道只有视距分量，因为卫星处于广阔的外层空间，周围没有

123、任何反射器。而对于卫星通信的地面终端，根据工作频率范围，自干扰信道可以是多径的，也可以只有 LOS 分量比如工作在 C 波段频率的固定终端波束较窄，所以 SI 信道几乎不存在多径分量(SI 信道只有 LOS 分量)，而对于工作在 UHF波段的移动卫星通信终端，波束较宽，从而存在多径分量。在 CCFD 地面无线通信系统中，非视距分量占自干扰信号的相当大一部分，因此信道可以被建模为 FIR 滤波器。（2）CCFD 中的自干扰消除方法中的自干扰消除方法自干扰抑制与消除是 CCFD 的核心技术,现有技术可以分为被动自干扰抑制与主动自干扰消除两大类，主动自干扰消除又可以被分为模拟自干扰消除和数字自干扰消

124、除。1）被动自干扰抑制技术被动自干扰抑制技术被动自干扰抑制技术的原理是:通过调整全双工设备发送天线与接收天线之间的距离，利用收发天线间干扰信号的路径损耗来达到自干扰抑制的目的4。借助于该项技术，自干扰信号能够在其达到接收天线之前被有效地衰减,可以获得 25-40dB 的干扰抑制比5。同时，被动干扰抑制技术可以借助于多天线波束赋型技术将发送信号和接收信号的波束对准不同的方向6,从而造成收发信号的物理隔离。典型的被动自干扰抑制策略包括：去耦合天线、极化去耦合以及循环隔离等。去耦合天线和极化去耦合天线技术可以有效减小全双工设备中的天线互耦合,循环隔离技术可以实现单一全双工天线发送信号和接收信号间的隔

125、离，从而实现高性能被动自干扰抑制。2）模拟自干扰消除模拟自干扰消除由于受到全双工天线距离和设备尺寸的限制，依靠被动自干扰抑制技术达到的自干扰消除效果十分有限。为了避免引入量化噪声，在进行数字域自干扰消除之前，往往采用模拟域自干扰消除技术来降低自干扰信号的功率。56/137图8-2全双工通信接收链路示意图模拟消除算法的目的是为了消除射频或基带域的自干扰信号，数字消除算法则借助于精确的自干扰信道估计技术来实现数字域的自干扰消除。实际场景测试结果表明7：在模拟域，射频干扰消除与基带干扰消除的联合使用能够在衰落信道下获得 40 到 50 dB 的性能增益；模拟消除与数字消除技术的联合使用,能够达到更高

126、的自干扰消除能力。模拟自干扰消除，即在接收信号还未进入数字采样之前，进行自干扰消除。其主要思想就是根据发射的信号，创造一个自干扰信号的对消信号，该对消信号与接收到的自干扰信号功率相等，方向相反，然后对消信号与接收到的自干扰信号进行叠加，达到消除自干扰信号的效果。目前主要的方法有前馈消除法，天线消除法，平衡网络消除法和反射系数调节消除法。3）数字自干扰消除数字自干扰消除经过模拟域自干扰消除后，接收信号中仍然存在残存自干扰信号，必须通过数字域算法，减去在数字域重建的干扰信号来进一步减少自干扰信号的影响。与模拟对消技术相比，数字对消技术更加灵活，可以方便地估计信号干扰信道和重构自干扰信号。同时大多数

127、模拟消除方法只能抑制视线(LOS)自干扰，为了进一步消除自干扰，实现了数字消除来处理非 LOS 的自干扰分量。（3）组网应用前景组网应用前景在实际组网应用中，除了上文讲述的一个无线设备上发射天线和接收天线之间的信号干扰，一个基站与其他小区中的基站（Base station to base station，B2B）之间的干扰抑制也很重要。在大多数实际情况下，上行链路中，接收基站收到来自邻近小区的 B2B 干扰功率比期望的移动终端强得多，信干扰功率比可达-30dB。文献13提出在每个小区中心分配一个基站发射天线，并分布多个接收天线的解决方法，每个接收天线由一个天线阵列（Receiveantenna

128、 array，RAA）组成，通过波束成形消除基站间的干扰，最大化移动终端的信干噪比。有时目标移动终端正好位于 RAA 和周围基站发射机之间的路径上，在这种情况下，由于波束成形机制，RAA 无法接收到来自目标移动终端的信号。这种偶发情况可以采用调度方法解决，即在当前小区中分配另一个 RAA 来接收从目标移动终端发射的信号。57/137同时，也要考虑移动终端之间的干扰（Mobiles to mobiles，M2M），M2M 干扰是一个移动终端的接收天线会受到周围其他移动终端发射信号的干扰，且移动终端的信号功率比基站的弱而损失较大，因此使用调度方法可以很好的消除 M2M 干扰，即任意两个干扰节点可以

129、很容易地分开，使其距离较大。除了使用天线阵列和调度方法消除干扰以外，还可以联合天线模式选择与功率采集减少系统干扰12，提高资源利用率。另一方面，由于无线通信具有广播的特点，系统会存在被动窃听者，信息传输的安全性不能保证，因此需要考虑在被动窃听者存在和优先时频资源的情况下，CCFD 大规模 MIMO 系统中安全和高效传输的问题。从信息论角度提出的信息安全方法，密钥分发、服务管理等典型密码学技术可以提高隐私性，但具有复杂度较高的缺点，因此通过发射天线之间的相关性、选择最佳保密性能的中继器等方法保证安全传输具有实际应用价值。（4）总结总结被动自干扰抑制技术可以有效抑制发射机噪声以及发射机信号，自干扰

130、信号可以随着路径损耗大幅度衰减，通过定向隔离、吸收屏蔽、正交极化等方法可以减少设备间的干扰，提高功率效率。但是，该技术会受到设备尺寸的限制，并且环境反射是实现该技术的根本瓶颈，由于没有一个可预测地衰减反射的自干扰路径，为达到更好效果，需要减少附近的反射器。被动抑制技术可以消除曾经占主导地位的直接自干扰信号路径，造成剩余的自干扰信道具有更高的频率选择性。主动自干扰抑制技术中模拟域自干扰抑制之后残余的干扰信号可以在数字域中消除，在6m 的范围内和 WiFi 等典型应用场景下促进全双工通信，不会受到设备尺寸的限制，在静态场景下可以抵消 50dB 左右的自干扰，在动态衰落信道场景下可以抵消约 40dB

131、 的自干扰。然而，主动自干扰抑制会受到相位噪声等限制，干扰抑制能力有限1011。在数字域中要考虑量化误差对 CCFD 系统性能的影响，虽然在数字域可以进行更高精度的幅度和相位调整，获得较精确的反相信号，然而由于信号发射通道和反相信号重建通道的相噪、非线性、噪声等非理想因素不同，无法在接收合并时抑制自干扰信号中非理想因素所造成的自干扰信号分量，使其自干扰抑制能力受限于发射通道的信噪比。综上所述，可以采用被动主动相结合的自干扰抑制方法，先使用被动自干扰抑制技术，在直接路径上消除部分自干扰信号，之后残留的多径自干扰信号可以通过子载波主动自干扰抑制策略进一步消除915。58/137图8-2发射端信号干

132、扰与接收端干扰抑制采用网络辅助全双工（NAFD）系统，两个分别工作在半双工（HD）上行和下行模式的基站相当于一个工作在全双工（FD）的基站，有效增加发射天线和接收天线间的距离，达到与 CCFD 系统相近性能的同时有效抑制自干扰信号。2、全双工天线技术全双工天线技术CCFD 通信系统面临的挑战主要是发射端（Tx）和接收端（Rx）间的高隔离度。举例来看，如果 Tx 的输出功率为 0 dBm，则 Tx 和 Rx 间的隔离度需要超过 100 dB 才能满足传统 Wi-Fi 收发器的需求。随着输出功率的提高，自干扰消除（SIC）的指标将进一步提升。SIC 技术包括三方面：天线/传播域、模拟域和数字域。天

133、线域作为 SIC 的第一层，其隔离性能的好坏直接影响到后续两个域的实现难度及整个系统的解耦效果。通常，全双工天线需要实现 30 dB 甚至 40 dB 以上的 SIC 性能。因此，全双工天线是 CCFD 通信系统实现的关键一环。图8-3实现全双工天线的三个技术路径全双工天线实现的关键是天线端口间隔离度的提升。天线间能量耦合的来源包括天线近59/137场、金属地板表面电流、馈电网络和散射场等。基于应用背景，构建双天线或多天线拓扑结构，研究简单、高效的天线解耦技术，是一个重要的课题。在 CCFD 通信系统需求促使下，众多全双工天线技术被提出和验证。基于天线布局，全双工天线分为单站、双站和准单站三种

134、。从解耦角度出发，实现全双工天线的技术路径分为三种：极化、空间和对消，如图 8-3所示。基于不同的自由度，三种技术路径提供差异化的解耦方案。图8-4极化正交天线的两种布局方式示意图正交极化间存在天然的高隔离特性。当 Rx 和 Tx 采用正交的线极化或者圆极化时，能够以较低的系统复杂度实现可观的端口间隔离度。实现正交极化的天线形式包括单天线和多天线系统，如图 8-4 所示。在共用天线且激励位置相近背景下，正交极化的天然隔离特性仍能保证一定的解耦性能。通常，单端口激励时，正交极化可保证 40 dB 以上的端口间隔离度。隔离性能与天线极化纯度息息相关。天线极化纯度越高，则隔离特性越显著。差分激励是一

135、种常见的提高极化纯度的技术方案，可实现高于 70 dB 的端口隔离性能。但是，差分激励所采用的耦合器会提高系统复杂度并引入额外的能耗。因此，在设计双极化天线时，应基于应用场景平衡解耦性能、效率和复杂度。目前，已有大量基于正交极化的全双工天线研究，但该技术在实际应用中的效益仍有待商榷。一方面，该技术路径基于极化自由度保证 Tx 和 Rx间的隔离特性。因而，天线系统无法通过双极化进一步提高信道容量。另一方面，在实际应用环境中，天线极化纯度对周围的电磁环境比较敏感，存在端口间隔离度恶化的可能性。因此，正交极化技术在全双工天线设计中并非最优解。60/137图8-5基于空间自由度的全双工天线解耦技术相较

136、于正交极化技术，基于空间自由度的技术路径具有更多的实施方案，如图 8-5 所示。在自由空间中，天线辐射能量的衰减速率正比于21r。其中，r 为空间中任意一点到天线的距离。当天线放置于无穷大金属地板时，所激励表面波沿 E 面和 H 面的衰减速率分别正比于21r和41r。此物理规律在有限大地板下同样适用。因此，通过增加天线空间距离，可以改善 Tx和 Rx 间的耦合情况。存在金属地板的背景下，天线沿 H 面放置有益于实现更高的隔离特性。天线距离的增加意味着更庞大的天线系统，在实际应用中不可避免地存在着局限性。在天线间距受限时，传播过程所造成的能量衰减有限。针对这个问题，阻挡耦合能量的传播是一种有效的

137、解决手段。阻挡耦合能量传播的技术方案包括在天线间加载谐振结构、吸收器、金属片、电磁带隙（EBG）结构、高阻抗表面、金属栅栏等。其中，寄生结构通过耦合能量产生二次辐射。寄生结构辐射场与天线辐射场相互作用，阻断耦合能量的传播。这样，寄生结构参与辐射，可能改变 Tx 和 Rx 的远场辐射性能。置于天线间的吸收器通过吸收表面波或者自由空间波来避免天线间的能量耦合，但同时影响天线效率和辐射方向图。高阻抗表面、EBG 和金属壁通过构建强边界条件，阻挡表面波或者空间波的传输，进而实现天线间的高隔离度。通常，阻挡耦合能量传播的方案可以实现 60 dB 以上的天线间隔离度，但设计时需要在最大化天线间隔离度的基础

138、上减少天线辐射性能的恶化。61/137图8-6小尺度下的对消技术路径对消技术利用两条或者两条以上的耦合路径在天线端口处相互抵消，从而达到端口隔离的目的。对消技术的实现方案主要包括场对消和电路对消。基于天线系统的电尺寸，对消技术的应用场景可以分为小尺度和大尺度两种。小尺度指共用天线系统或者相距较近的双天线系统，而大尺度指采用阵列形式的天线系统。如图 8-6 所示，小尺度背景下，可以通过天线端的场相消或者电路端的能量对消实现天线间的隔离。两种方法混合使用时，自由度更高，可实现更高的隔离性能。天线端引入新耦合路径的方式主要有中和线、缺陷地结构、寄生谐振结构、反射面等。天线端理想场对消要满足以下两个条

139、件：一是新增耦合路径的能量与原始耦合能量相等，二是两条路径上耦合能量的相位相差 180。该方法直观、简单易行，并且实现的隔离度也往往能达到 40 dB 以上。但是，能量和相位所需满足的条件限制了解耦带宽。此外，在共用天线背景下，由于 Tx 和 Rx 共用辐射口面，场对消通常是馈电位置的局部对消。并且，Tx 和 Rx 对应的辐射口面相位不一致，存在辐射方向图倾斜等现实问题。反观双天线或者多天线系统，天线间的场对消可以避免辐射方向图的恶化。相较于场对消方法，电路端的对消技术则具有更强的普遍性。以一个双天线系统为例，可得到一个 22 的 S 参数矩阵。从数学角度来看，天线解耦即 S 参数矩阵的对角化

140、过程。因此，解耦电路构建的过程本质就是矩阵的对角化，具有指导性和一般性。电路端的相消仅保证端口间的信号隔离，天线端的能量耦合有可能导致辐射方向图的变化。在不考虑电路复杂度的情况下，隔离度和62/137带宽性能可观。因此，根据实际需求，需要协调隔离度、带宽、效率和复杂度等指标，实现问题的最优解。天线端和电路端对消技术的混合使用，可进一步提升所实现的性能。图8-7大尺度下全双工天线的对消解耦技术路径在大尺度下，Tx 和 Rx 天线中有一个或者均为阵列天线。场相消的实现主要是通过将Tx（或者 Rx）围绕 Rx（或者 Tx）放置，通过距离差异或者阶梯馈电相位实现 Rx（或者Tx）所在位置的场对消，进而

141、实现高隔离特性。如图 8-7 所示，旋转对称放置且梯度相位馈电的 Tx 阵列天线保证了中间 Rx 处为场零点，天线系统固有地具有高隔离性能。基于多天线场叠加对消原理，Tx 和 Rx 系统存在许多其他布局方式。关键问题在于，为了实现宽频带全双工天线，需要保证馈电网络在宽频带内实现稳定的馈电相位关系。通常，旋转对称布局下的场对消方案实现约 50 dB 的天线间隔离度。由于 Tx 和 Rx 天线形式的不同，两者的辐射性能存在差异，限制了其应用范围。电路对消方案能够较好地解决这个问题。由于共用辐射结构，电路对消方案避免了 Tx 和 Rx 辐射特性的差异。如图 8-7 所示，Tx 和 Rx 共用阵列天线

142、，且两者采用正交相位激励。电路对消技术在电路端通过多路干扰信号的对消实现端口间隔离。电路对消的效果取决于波束成型网络所产生相位模式的纯度和工作带宽。大尺度下的对消技术方案直观、简单，且解耦效果显著。但是，大尺度对消技术采用阵列天线形式，在增大天线系统尺寸的同时，也具有复杂的馈电网络。天线端良好的 SIC 性能有助于降低模拟域和数字域的设计难度，进而促成全双工系统的实现和应用。根据解耦思想的不同，天线端 SIC 技术路径可以分为极化、空间和对消三种。紧凑尺寸、宽频带、低成本等指标是全双工天线设计的目标。在具体设计中，设计者需要在天线指标和系统需求等方面做合理的折衷和技术路径选择。无人驾驶、国防领

143、域的需求以及频率资源的紧张会持续促进全双工天线技术的发展。未来，射频集成、MIMO 全双工天线系统的研究是一大热点。63/137椭圆正交极化天线设计实例椭圆正交极化天线设计实例正交极化自干扰隔离方法的缺陷是,当环境偏离理想设计条件时,天线无法用信号处理的方法取得正交极化效果。而这个问题在椭圆正交极化方法迎刃而解。让我们首先介绍椭圆极化的形成。椭圆极化的产生需要两个天线：它们激发两个同频率、传播方向相同、电场向量相互正交的电磁波。这里描述一列沿 z 方向传播的平面椭圆极化电磁波，它的一个电场方向沿 x轴方向，另一个沿 y 轴方向的电磁波，它们的相位差为。其数学表达式为=0cos()=0cos(+

144、)式中和分别表示两个相互正交的电场矢量，0和0分别表示两个电场向量的幅值，和 分别表示电场振动圆频率和空间波数，表示两个电磁波相位差。椭圆极化电磁波的电场可以写为：?=0cos?+0cos(+)?式中?为一个旋转电场。其中当=0，所叠加的电场为线性极化；当=90，所叠加的电场为右旋圆极化；当=90，所叠加的电场为左旋圆极化；当 0，90，所叠加的电场为椭圆极化。利用椭圆极化消除 CCFD 自干扰信号的原理如下：当发射电机信号（即：SI）为一个椭圆极化电磁波时（无论是左旋还是右旋），接收方总共可以找到另一个椭圆极化方式使得接收椭圆极化与发射椭圆极化正交。我们称这个正交状态为正交配对，并利用它消除

145、椭圆极化的 SI.在应用中，我们需要在发射机和接收机各自采用正交的极化天线，通过调整极化的方法，使得发射极化正交与接收极化。为了保持 CCFD 接收机具有较高的接收灵敏度，我们固定接收椭圆极化参数，用调整发射天线极化的方法，寻找消除 SI 的正交配对。椭圆极化电路设计见如图 8-8。64/137图8-8数字域椭圆正交自干扰消除方法图图 8-8 中红框所示位置处，在数字域基带对初始信号进行分路，分为 x 方向路和 y方向路两路，分别进行星座映射、幅度/相位调整、D/A 变换、载波调制和功率放大多步操作，最终输入到正交双极化天线的 x 方向路馈线和 y 方向路馈线，实现改变电磁波的极化状态，使其在

146、接收天线处正交抵消接收，从而消除自干扰。幅度/相位调整的操作显示在图 8-8 中的橙色方框位置处，是通过对 x 和 y 方向的星座点进行调整幅度和旋转角度来实现的。具体实现为对星座点的 I、Q 路进行如下变换，其中，,xxyyIQIQ、分别代表 x 和 y 路数据在星座图上的坐标。0000*xxyxxyEIIEEQQEcossinsincosyyIIQQIQ经过空间传输和被天线接收后，从接收天线输出的 x 路馈线和 y 路馈线的两信号幅值相同、相位相反，合路接收实现干扰抵消。上述操作流程中涉及数字模拟转换，在包含 DAC、功率分配、旋转变换、载波调制的过程中都引入量化了误差。通过 Matlab

147、 仿真得到数字域自干扰消除能力随 DAC 位数变化的关系，其仿真结果见如图 8-9。65/137图8-9数字域自干扰消除能力随DAC位数的变化关系（QPSK）(a)地面 5.8GHz 天线设计：（a）天线正面（b）天线背面图 8-10 5.8GHz 天线实物图地面全双工实验设计的5.8G高增益双极化平板定向天线实物图如图8-10(a)和(b)所示。其中，天线底边接口为垂直（V 方向）极化接口,天线顶部接口为水平（H 方向）极化接口。该天线为正交双极化天线，对于每个阵子均包含水平（H 方向）极化和垂直（V 方向）极化的阵元。对于该天线用于发射天线使用时，天线的 V 路和 H 路信号传输线分别控制

148、所有阵66/137子的水平（H 方向）极化和垂直（V 方向）极化的阵元电流，从而改变辐射出去电磁波的极化状态。对于该天线用于接收天线使用时，天线的 V 路和 H 路信号传输线分别接收所有阵子的水平（H 方向）极化和垂直（V 方向）极化的阵元的感应电流，从而获取信号。(b)卫星 7.050GHz 天线设计：随着通信服务需求迅速增长，卫星轨道和频谱资源日益匮乏。如果 CCFD 可以成功地在卫星通信领域的应用，它无疑将大大提高频谱效率，继而缓解目前频谱资源匮乏的现状。在轨道高度 500km 的低轨卫星实现 CCFD，设计的使用频点是 7.050GHz。星载 CCFD 天线使用两个完全相同的椭圆微带极

149、化天线分别应用于信号收发机。星-地通信系统如图 8-11 所示，设计的星载天线增益为 12dB，地面站天线增益为 45dB，CCFD 通信的最大俯仰角为 20。图8-11星-地通信系统假设卫星天线和地面站天线同时对准的情况下，即：天线波主波瓣方向对准通信站位置情况下，计算了星地发射机功率均为 1.0W 时的 CCFD 接收信号功率。其数值结果如图 8-12所示，可以看到地面站接收功率值随着卫星到地面站的直线距离增大而降低。其中接收功率最低值为-84.0dBm，即俯仰角 20场景，满足地面站接收机的最低接收功率限制。下面介绍星载 CCFD 的设计、仿真和实测结果以及自干扰分析测量方法的介绍。67

150、/137图8-12地面站接收功率随卫星到地面站的直线距离(Slant Range)的变化关系（1）CCFD 天线设计首先介绍一下 CCFD 星载天线的设计。CCFD 星载天线由两个相同的微带天线阵列组成，一个用于信号发射，另一个用于信号接收。这里每个天线是椭圆极化天线，它们由 V 极化阵元和 H 极化阵元组成，以实现各自椭圆极化偏振状态。微带天线设计如图 8-13 所示，其中微带天线由 4 个 V 极化阵元和 4 个 H 极化阵元组成。阵元尺寸为 37.5mm37.5mm,阵列尺寸为 75mm75mm,天线增益为 12dB。图8-13天线设计局部（2）天线实际测量结果接着实测 CCFD 自干扰

151、抑制性能，进一步实验在微波暗室中展开，实际测试立方星星体模型包含立方仓和太阳能电池板均用铝制材料制成，如图 8-14 展示了实际测试的卫星模68/137型的照片，天线固定位置如图，两个天线距离为 157cm。图8-14地面实验卫星模型实测星载发射机和接收机工作频点在 7.050GHz，工作带宽为 7MHz。发射功率低于 1.0瓦。信号调制支持 QPSK、BPSK，信道编码为 LDPC。此外，信号支持 1 128 随机码片的解扩方式。发射机、接收机和天线等总负载重量小于 10 千克。图 8-15 给出了实测 7.050GHz 频点的天线辐射方向图，其中方向图在垂直于太阳能帆板并且通过两个天线连线

152、的平面上。纵坐标为辐射功率，横坐标为夹角。实测结果表明，当卫星对准地面通信接收站时的增益为 12dBi。图8-15椭圆微带天线辐射方向图利用矢量网络分析仪，测量收发两个天线隔离度见图 8-16 所示。在采用天线椭圆极化自干扰消除情况下，在微波暗室观测环境下接收机几乎未检测到自干扰，此时自干扰在环境噪声之下。隔离度达到 110dB。69/137图8-16发射天线和接收天线隔离度3、先进的自干扰消除及应用先进的自干扰消除及应用（1）射频域自干扰消除射频域自干扰消除1）高发射功率带内两级滤波自干扰消除高发射功率带内两级滤波自干扰消除文献16中提出了高功率带内两级滤波自干扰消除技术，采用两级滤波结构消

153、除全双工系统的自干扰。在两级滤波结构中都引入发射信号作为参考信号，在第一级结构中用“DSP+反馈”的方法产生抵消信号来滤除接收信号中的大部分自干扰信号；在第二级结构中通过模拟最小二乘的结构来消除由于多径反射进入接收机的信号。经过仿真验证，该两级滤波结构有 75dB 的自干扰消除能力。图 8-17 中第一级滤波：首先将发射信号引入 DSP 模块进行幅度和相位的模仿，产生一个相反的抵消信号，该抵消信号与接收天线所收到的信号（自干扰信号，期望接收信号，噪声）叠加输出，并将结果再反馈到 DSP 模块来调整仿制信号的权重来实现自干扰信号的第一级消除。经过该级消除后，接收信号只剩下了：小部分未成功消除的多

154、径反射的自干扰信号，期望接收信号，以及噪声。图 8-17 第二级滤波：再次引入发射信号作为参考信号，将其进行多级时延来估计多径传输中的不同路径，将这些多径信号叠加，并与第一级滤波器的输出相减得到误差函数，将该函数反馈到二级滤波器中以修正各路径估计信号的权重。70/137图8-17一种两级模拟SIC结构2）相控阵通信系统的宽带自干扰消除相控阵通信系统的宽带自干扰消除文献17中提出一种相控阵通信系统的宽带自干扰消除技术，设计 RF 对消器在射频域消除自干扰。图 8-18 所示为单接收天线上射频 SIC 的全双工相控阵系统模型，其中射频消除器由固定延迟器、可变衰减器和移相器组成。发射机与接收机分别配

155、置了tN和rN个天线阵列，基带信号经放大和相移后通过发射阵列各支路的天线传输。在接收端，接收天线不仅接收远端通信节点发送的所需信号（也称为期望信号），还接收到多个发射天线耦合的叠加自干扰信号。因此，需要引入必要的干扰消除模块以保证系统性能。在射频消除阶段，采用多抽头滤波器作为射频自干扰（Self-Interference，SI）消除器。从发射端功率分配器前端耦合的信号作为参考信号馈入射频消除器，然后进行延迟、衰减和相移重建 SI 信号。用接收信号减去重建的 SI 信号再经过低噪声放大器，相移等操作得到有用信号。71/137图8-18一种在单个接收天线上具有射频SIC的全双工相控阵系统模型3）带

156、内全双工自干扰消除带内全双工自干扰消除文献18中提出了一种带内多抽头延时补偿自干扰消除技术。模拟 SI 抵消器将 Tx 信号输入到馈通电路，并产生与 SI 信号相同延迟和幅度相反的参考 Tx 信号。然后，通过将 SI信号与参考 Tx 信号相结合来抵消它。为了充分抵消 SI 信号，需要在 SI 信号中根据 SI 信号特性在馈通电路中准确地调整参考 Tx 信号的以下参数：(a)延迟和相位、(b)振幅、(c)频率特性。图 8-19 为生成参考 Tx 信号的馈通电路的原型和电路图。6 抽头可以充分补偿由外部射频前端和 Tx/Rx 天线引起的 SI 信号的可能延迟。在馈通电路中，参考 Tx 信号的延迟通

157、过 6个抽头的组合进行调整，并通过每个抽头中的移相器实现倒相（图 8-19 中）。参考 Tx 信号的振幅由每个抽头的可变增益放大器（Variable Gain Amplifier，VGA）进行调整。频率特性通过在每个延迟分量和输出部分之前实现的 VFE 进行调整。输出部分的 VFE 补偿 SI 信号的频率特性，在延迟分量之前的 VFE 补偿了每个延迟分量的频率特性。SI 信号的频率特性取决于所连接的射频前端和 Tx/Rx 天线的频率特性。此外，它们的波动也很大。因此，必须设计 VFE，并开发一种参数调整算法，以稳定地匹配参考 Tx 信号和 SI 信号的频率特性。图 8-20 显示了 VFE 的

158、简要电路图。均衡器电路是通过使用分立元件来设计和实现的，并且从串联和并联谐振向参考 Tx 信号提供频率特性。这里，可以通过改变谐振电路中基于钛酸锶钡（BST）的可变电容器（ST Microelectronics，STPTIC-15C4）的电容来改变频率特72/137性。此外，在均衡器电路之前和之后实现 VGA，以补偿均衡器的插入损耗，并作为缓冲器稳定均衡器的输入和输出阻抗。图8-19中频电路中的6级抽头延迟补偿电路（馈通电路）图8-20实现VFE的电路图4）FMCW 相控阵雷达中的射频宽带自干扰消除相控阵雷达中的射频宽带自干扰消除对于调频连续波（FMCW）雷达中广泛应用的线性调频(线性调频)信

159、号，其频率随时间线性变化19。因此，一个带宽为 B、持续时间为 T 的宽带线性调频信号通过在时域进行分段处理，可以等分为持续时间为 T/K，带宽为 B/K 的 K 个不同时间段内的窄带线性调频信号，线性调频信号的这种特点在本文中称为时频分段等价性。基于此特性，我们提出了一种73/137分段自干扰对消（SSIC）方法，该方法使用相同的射频消除器消除不同时间段中的时域分段自干扰信号。分段自干扰对消方法将宽带自干扰对消转换为若干个窄带自干扰对消，其性能优于传统的多抽头自干扰对消(MTSIC)方法。分段自干扰对消的结构模型如图 8-21 所示。图8-21(a)基于分段自干扰对消的射频对消器结构。(b)

160、参数控制模块如图 8-21(a)所示，与传统的多抽头对消相似的是，基于分段自干扰对消的射频对消器也使用模拟抽头来重建自干扰信号。但不同的是，分段自干扰对消在不同的时间段内采用不同的参数来抵消自干扰信号。分段自干扰对消方法的具体步骤如下，其中省略了功分器和耦合器造成的功率损耗。步骤步骤 1：用功分器将功放输出的参考信号()Ts t分成1L 个支路，将其中一个支路信号和从低噪声放大器前端耦合的接收信号分别送入中频混频器，然后分别由模数转换器(ADC)采样，得到参考信号 Tsn和接收信号 r n的离散采样，其中，1,2,nN，N是一个扫频重复间隔内的采样点数。步骤步骤 2：将离散参考信号和接收信号分

161、别送入参数控制模块，计算出幅值参数12,kkkLa aa和相位参数12,kkkL，其中，1,2,kK，K一个扫频重复间隔内的74/137总分段数，L是抽头数目。步骤步骤 3：将步骤 1 中剩余的L个支路信号分别送入L个时延器，用来产生时延后的参考信号12(),(),()TTTLs ts ts t，其中，时延l由收发阵元间的物理距离和实际的信道环境估计得出。步骤步骤 4：在当前扫频重复间隔的第k个时间段内，为模拟抽头的衰减器和移相器配置幅值参数12,kkkLa aa和相位参数12,kkkL，并将经过幅值和相位调整后的时延信号叠加，生成重建信号()kcrt；步骤步骤 5：在第k个时间段内，从接收信

162、号中减去()kcrt；步骤步骤 6：重复步骤 25，直到kK，则当前扫频重复间隔内的自干扰对消完成，并在随后的每个扫频重复间隔中继续重复步骤 16。（5）发射端欠采样非线性自干扰消除）发射端欠采样非线性自干扰消除文献20在全双工发射链路中 PA 输出引出额外的反馈支路，通过 DAC 来获得经过 PA而引入的非线性失真的发射信号，如图 8-22 所示。图8-22基于反馈通道的发射端DPD全双工结构由于发射信号的基带版本是已知的，采用应用广泛的记忆多项式模型对 PA 的非线性建模，通过最小二乘算法可以轻易求解出 PA 的模型系数，进而可以在发射端 DAC 前加入 DPD模块，对信号进行 DPD 处

163、理。在求解过程中，采用了欠采样率的反馈回路，进而降低反馈支路的采样率要求，通过分析 LS 求解方程中的未知量个数，对方程组进行修剪，得到了欠75/137采样的 DPD 提取算法。经验证，该算法可以在基本不损失性能的情况下，将信号的采样率从 600MSPS 降低至 25MSPS，降低了反馈支路高采样率的指标要求。（2）数字域自干扰消除数字域自干扰消除1）自适应投影次梯度法（自适应投影次梯度法（adaptive projected subgradient method，APSM）文献21提出了一种数字域自适应投影次梯度自干扰消除技术。数字自适应投影次梯度法采用线性和非线性正定核来再现核希尔伯特空间

164、（RKHS），构建一个合适的 RKHS 可以使我们能够在高维空间中线性地学习自干扰（Self-Interference，SI）信道。图 8-23 中(,)Gnx为高斯核，采样的信号分实、虚部送入在线字典学习模块，只有与当前字典元素近似线性独立的基函数才被附加到字典中。随着新元素1(,)Gnx的出现，计算了它在子空间n上的正交投影。当元素到其投影的距离大于一个正的阈值时，它可以进入字典。需要强调的是，实部和虚部的估计函数都共享一个共同的高斯字典。训练完字典，更新滤波器系数，()f 对 SI 信道建模。该算法得益于在凸集上的度量投影，这可以并行执行。由于其适应性，它还能够跟踪非平稳环境中的变化。图

165、8-23数字SIC在线字典学习的APSM算法2）神经网络（神经网络（neural networks，NN）自干扰消除）自干扰消除文献21采用神经网络来重建自干扰信号，这种方法干扰对消效果取决于重建出来的自干扰信号准确性。通过神经网络的训练可以重建出自干扰信号，基于神经网络重建自干扰信号的架构包括三个阶段。首先，用最小二乘法估计 Rx 信号的线性部分，同时将非线性部分视为噪声。从自干扰信号中减去线性部分后，在第二阶段对神经网络的输入输出训练样本进行归一化处理。归一化是使信号的均值和单位方差为零。最后，训练一个简单的神经网络，只建模自干扰信号的非线性部分。在隐层中选择修正线性单位（ReLus）作为

166、隐层的激活函76/137数，避免了对多项式基函数的求值。神经网络包括两个具有线性激活函数的输出神经元，来学习和预测复值样本的实部和虚部。Rx 信号减去神经网络重建出来的自干扰信号，达到消除自干扰的目的。3）MIMO 无线电集成数字自干扰消除无线电集成数字自干扰消除文献22中提出了一种 MIMO 无线电集成数字自干扰消除技术。如图 8-24 所示，对于22 的全双工 MIMO 系统，数据包被分成两路信息进行传输，分别从两个收发器板的全双工天线发射。在该系统中，除了每个天线的自干扰信号外，还引入了天线之间的串扰信号，干扰信号示意图如图 8-24(a)所示，此外，图 8-24(b)描述了在 22 M

167、IMO 系统中提出的线性和非线性集成数字自干扰消除（DSIC）解决方案结构。具体的干扰消除过程如下：如图 8(b)所示，两个天线处的接收信号分别为：*AAAABBAyxhxhw*BAABBBByxhxhwAx表示从 A 天线发射的有用信号，Ay表示 A 天线处收到的干扰信号，包括自干扰信号与其他天线处的串扰信号两部分；Bx表示从 B 天线发射的有用信号，By表示 B 天线处收到的干扰信号。h表示为传输信道（例如BAh表示天线 B 到天线 A 之间的传输信道），w为高斯白噪声。在 IEEE 802.11g 空中接口中，利用长训练序列(LTS)符号来捕获正交频分复用(OFDM)数据包的开始部分。在

168、线性信道估计中，首先计算 LTS 符号的平均值，然后使用这些符号来估计干扰信道h。信道估计完成后，接收信号模型通过信道估计结果与发射信号矢量重构为：*AAAABBAyxhxh*BAABBBByxhxh再经过插值后，从原始接收信号矢量中减去构建的信号矢量，得到线性 DSIC 的残差信号为：AAAyyrBBByyr再利用 MP 模型构建残差信号矢量：77/13711200|Dmkkpkpr na x npx np其中 x n表示输入的发射信号矢量，r n表示构建的残差信号矢量模型，1D表示最高非线性阶数，1m表示记忆深度，kpa表示所构建信号的复系数。通过正则化最小二乘估计可求得对应的模型系数，进

169、而得到由 MP 模型所构建的残差信号矢量模型Ar和Br，最后，将重构后的残差信号与线性 DSIC 残差相减，得到 22 全双工 MIMO 系统中集成 DSIC的非线性残差信号：,resAAres Arrwx,resBBres Brrwx最后，为了提高 DSIC 的性能，进一步消除非线性残差信号，对上述非线性残差信号再进行基于最小均方估计的随机傅里叶特征变换（RFF-LMS）。其中 RFF 变换能够对输入数据实现高维的非线性映射，再使用 LMS 估计能够对输入的非线性残差进行更高精度的建模。对于 22 的全双工 MIMO 中的 RFF-LMS，分别使用来自天线 A 和天线 B 的传输数据链形成变

170、换后的观测矩阵,RFF AX和,RFF BX后，每个样本的估计可写成：,n,An,B,x x TTn AAn ABRRABTTn BAn BBggrnrngg其中，x 是观测矩阵RFFX的行向量，Tng为对应的估计向量。最后，将 LMS 实部估计和虚部估计的输出组合为 r，得到 22 全双工 MIMO 系统中非线性 DSIC 的最终残差为：,resAAres Arrwx,resBBres Brrwx78/137图8-24一个22全双工的MIMO系统中，新兴的SI通道和集成的DSIC解决方案4）接收端欠采样非线性自干扰消除接收端欠采样非线性自干扰消除全双工系统中射频重建通道中的非线性的欠采样抑制

171、方案的结构图如图 8-25 所示。图8-25射频重建通道欠采样非线性干扰抑制结构示意图图 8-25 包含了一条在发射端耦合出的反馈支路、接收链路部署的欠采样捕获通道以及自干扰重建抑制模块。并在此基础上提出了抗混叠的带限建模策略以及欠采样联合自干扰抑制算法。反馈支路以及接收链路中的欠采样捕获通道由一个低通滤波器以及欠采样率的 ADC 组成。此处低通滤波器的目的是使带限版本的信号带宽可以满足 ADC 的采样率，进而不产生混叠干扰。值得注意的是，此时的 ADC 的采样率是远低于完整捕获由于非线性失真而导致的频谱再生所需的奈奎斯特采样率，因而捕获到的信号是带宽受限的。抗混叠的带限建模过程如图 8-26

172、 所示，其中包含上采样、高阶分量拟合、低通滤波、下采样，最后通过调整时延，组成参考信号矩阵。其中低通滤波采用的滤波器与接收端欠采样捕获通道中的低通滤波器频率响应是一致的。79/137图8-26抗混叠带限建模过程示意图（3）自干扰消除应用实例自干扰消除应用实例1）低于底噪的自干扰消除方法低于底噪的自干扰消除方法1、信道容量CCFD 发射信号与接收信号设置在同一频率和同一时间上，节点的带宽效率提升一倍,而 SI 消除是实现 CCFD 频谱效率增益之关键。参照香农信道容量公式可以把 CCFD 双向通信容量写为=2(1+)上式中，和分别代表信道容量、接收信号功率、自干扰功率和噪声功率。经过 SI 消除

173、器输出的残余自干扰决定了通信频谱效率。一般而言，残余自干扰越小频谱增益越大。在自干扰被彻底消除情况下，即：=0，上式变为=log2(1+)它标志了两倍的频谱效率增益。目前，消除子干扰分为如下三个部分组成：（1）天线隔离技术、（2）射频干扰消除技术和（3）数字干扰消除技术。2、消除自干扰关键因素80/137图8-27 CCFD自干扰消除结构图正如所知，对在 CCFD 节点而言，到达接收机发的射机信号称为自干扰。在发天线与接收天线分置的情况下，这里定义连接前者之后者无线信道为自干扰信道。消除自干扰消除之关键在于自干扰信道估计精度。为此，我们给出下列分析。CCFD 接收机接收到的信号是通信信号与 S

174、I 的混合物，它可以表示为=+?上式中 是混合信号，发射机信号（即：SI），代表多径自干扰信道响应参数，和 分别表示通信信号和它的多径信道响应参数，为高斯白噪声信号，i 和 j 分别表示采样序列参数和多径参数。通过信道估计，接收机利用已知的发射信号重构来自空中接口的 SI，并实现如下的消除：=?+?+上式 表示消除自干扰后的接收信号，?为自干扰信道响应参数的估计值。假设信道估值是精准的，即：=?SI 消除后的接收信号变为=?+81/137由此实现了理想的信号接收。2、精准的信道估计不同于通信信道估计，自干信道估计无需特殊设置导频序列。原因是，自干扰是已知的发射机信号。利用这个信号估计信道具有得

175、天独厚的优势，特别是在发射机实施宽带长时间的连续信号发射时。假设发射信号是一个随机序列，根据统计理论得知如下三个重要性质：（1）随机序列自相关值正比于序列长度，相关值相应的能量值正比于长度的平方值；（2）序列时延自相关期望值为零；相关结果的能量值与长度成正比；（3）序列与噪声相关值相应的能量值与序列长度成正比。基于上述分析可知，估计信道中的信噪比随序列长度增加而线性增加。把接收信号表达为如下的成向量和矩阵形式 121=1000210012+11+2+1121+1000210012+11+2+1121+121=X Xh h+Xh+n+Xh+n其中，考虑自干扰信道和通信信道共有条多径。=121T表

176、示远程通信信号。从上式可以发现，远程通信信号以及高斯白噪声的存在会影响自干扰信道的估计。当采用最小二乘法对自干扰信道进行估计时，多径信道的估计值可以通过求解以下问题minh h?h h?2其中，2表示 F-范数(Frobenius norm)。对上述的信道估计值求一阶导数可得 h h?2h h?=h h?h h?h h?=2X XX Xh h?2X X令上述一阶导数等于 0，可得自干扰信道的估计值为h h?=X XX XX X=h h+X XX XX Xx+nx+n=h h+I I?其中，I?为等效干扰项。为方便问题的分析，假设干扰加噪声项(+)中的每个元素服82/137从相互独立、零均值和方

177、差 2的高斯分布。计算信道估计误差的方差为2=1=1I?2?=2Tr X XX X1其中，Tr 表示矩阵的迹。随着符号序列长度 的增加，上式中的 Tr XX1项随之减小。它表示导频序列长度的增加导致自干扰接收能量增加，而信道估计误差变小。为了清晰表示上述论证，我们以单径自干扰信道模型为例，把接收信号表达式简化为 121=1121+1121+121信道参数 1的估计值为1=1()=1()=1+=1(+)1+其中，为自干扰数字基带符号能量。从上式中可以推断，随着序列长度 增加，估计误差 的方差减小。当 趋于无穷大时，趋于 0，可实现完美的自干扰信道估计。若自干扰信道为多径信道，我们可以得到同样的结

178、论。为了证明方法的有效性，我们将上述自干扰信道响应估计值代入，得到了残余自干扰。仿真结果表示在图 8-28 中，对应的仿真设置为 SI 功率比远程通信信号功率高 10dB，远程通信信号功率比噪声功率高 20dB，多径信道数为 =20。可以看出，残余自干扰功率随序列长度的增加而降低。并且当序列长度大于 2000 时，残余自干扰可被抑制到热噪声以下。83/137图8-28残余自干扰功率随序列长度变化二、多径自干扰的处理方法由于自干扰是一个多径干扰，在消除时极其复杂，特别是射频的多径干扰消除。这里介绍一种均衡方法，它在发射机处经信号处理，使得自干扰信道变为单经信道，从而大大简化自干扰消除的复杂度。图

179、8-29预均衡消除全双工自干扰模型如图 8-29 所示，考虑最简单的 CCFD 节点系统模型，其中发射机信号为()x m，在它的前面设置一个预均衡滤波器。假设自干扰信道为一个多径信道，则可以用一个滤波器表示自干扰信道响应。在上述情况下，CCFD 接收机接收信号为()()*()*()y mx mf nc n其中()为接收信号。接收信号在频域上可以表示为：()()()()YXFC其中，()Y，()X，()F和()C分别表示表示()y m，()x m，()f n和()c n的傅里叶变换结果，表示角频率。为消除自干扰的影响，预均衡滤波器应构成多径自干扰信道的逆滤波器。预均衡频域解为：1()()FC将(

180、)F变换到时域得到()()f nFFT F84/137在实际应用时，()C可以根据信道估计得。在预均衡为自适应滤波器情况下，该方法无需进行信道估计即可将多径自干扰变为单径自干扰。图8-30预均衡构造信号消除效果图图8-31自干扰随着预均衡滤波器变化图仿真设置预均衡滤波器和信道滤波器系数均为 24 阶，信道模型采用三径信道，每径符合瑞利分布，发射信号为随机 BPSK 信号。如图 8-30 所示，在信噪比为 5 的条件下，利用预均衡器情况下，发射信号与接收信号波形在时域上的比较。可以看出代表发射信号的蓝色曲线与预均衡方法的接收信号基本一致。我们用22|()()|()|x mmSyxIm表示残余自干

181、扰。可以看出图 8-30 中的残余自干扰近似为零。如图 8-31 所示，随着预均衡滤波器的阶数增加，则预均衡效果趋于理想，消除后的残85/137余自干扰也随之下降。4、时频两维演进方法时频两维演进方法传统的通信系统主要分为 TDD 系统和 FDD 系统，TDD 系统在时域上将资源划分上下行，FDD 系统则在频域上将资源划分上下行。为了进一步提高时频资源使用的灵活性和利用率，业界提出了灵活帧结构和子带全双工的概念。灵活帧结构系统能够根据业务需求动态、按需地调整 TDD 帧结构。子带全双工系统在 TDD 频段上划分互不重叠的上下行子带，从而让基站能够实现同时收发，对应的终端可以是不支持同时收发的半

182、双工终端，也可以是支持同时收发的子带全双工终端。为了更进一步的提升提高时频资源使用的灵活性和频谱效率，同频同时全双工一直备受业界的关注。1.双工模式演进蜂窝移动通信从最初面向的语音业务，发展到现在的数据业务，并扩展到各种垂直应用场景，如高可靠低时延的工业控制，对频谱资源的需求和使用方式不断变化。根据时频资源的上下行传输方式，双工模式可以分为图 8-32 所示的 4 种情况。（1）频分双工（2）时分双工（3）子带非重叠全双工（4）子带重叠全双工图8-32双工模式（1）频分双工：上下行使用不同的频带，资源固定分配。频分双工是大部分蜂窝通信系统都支持的频谱分配方式，主要面向上下行业务流量对称的场景，

183、如语音。频分双工要求具有成对的频谱，缺乏灵活性，对于以下行传输为主的数据业务，大部分上行资源没有得到86/137充分利用。（2）时分双工：上下行使用相同频带的不同时间，上下行传输时间分配可以自适应于业务需求。时分双工在 TD-LTE 受到关注，并且成为 5G NR 的主要频谱分配方式。时分双工可高效支持数据业务，特别是上下行时间可以灵活配置，如支持高速下载业务的帧结构。由于上行传输时间相对频分双工减少，时分双工的覆盖受限，并且对同步要求较高，目前主要应用在较高频点。（3）子带非重叠全双工：在同一频段内通过不同的子带同时支持上下行传输，可以灵活配置上下行传输子带带宽。子带非重叠全双工在 5G-A

184、davanced 开始启动标准化工作，一方面是自干扰消除技术的发展，支持基站具备同时收发的能力；另一方面，5G-Adavanced的业务需求持续增长，特别是 eMBB 和垂直业务，如视频直播、增强现实、数字工厂、远程视频监控、机器远程控制等，对传输时延、上行数据速率和容量、上行覆盖的需求提高，要求对频谱资源的使用进行增强。（4）子带重叠全双工：在同一子带上同时进行上下行传输，可以支持任意灵活的调度。子带重叠全双工可实现统一的双工制式，消除对频谱资源使用和管理方式的差异，实现频谱虚拟化。相比于子带非重叠全双工，子带重叠全双工可以进一步降低时延，支持超低时延业务；支持更多的上行频谱资源，进一步提升

185、上行数据速率和覆盖性能；在理想情况下可以将频谱效率相对 FDD 或 TDD 提升一倍。子带重叠全双工对于提升网络能力具有很高价值，对于未来网络满足低时延、广覆盖、大流量等方面需求有良好的应用前景，也需要更强大的自干扰消除技术和更先进的组网技术。图8-33子带重叠全双工多用户调度示例子带重叠全双工可以支持任意带内全双工的能力，灵活地将子带频谱作为上下行时频资源进行分配，并配置为半双工或全双工传输模式。在子带级别，可以调度下行链路、上行链路、或者上行/下行链路同时传输，这对于垂直业务非常关键，如支持上行和下行链路非常87/137灵活和动态的分配，或者较低的下行和上行链路延迟。图 8-34 是一个子

186、带重叠全双工多用户调度的示例，在该基站服务的 4 个用户中，用户 1 和用户 2 分别进行下行和上行传输，但是在同一子带上，而用户 3 和用户 4 通过时分或子带频分进行下行和上行传输。可以看到，子带重叠全双工可以在同一小区中同时使用时分双工、子带非重叠全双工和子带重叠全双工，并可以在传输模式之间进行灵活切换，将用户灵活分配到不同的子带上。子带全双工技术是同频同时全双工的基础。子带全双工的技术积累和验证对同频同时全双工的研究具有重要的参考价值。目前子带全双工技术的研究和验证吸引了业界众多高校、机构和企业的参与。3GPP 在 Release 18 成立了“Evolution of NR dupl

187、ex operation”研究课题23，目前主要研究在 5G 基站侧实现子带全双工的可行性和增益等。这个研究课题会持续到 2023 年底，之后 3GPP 预计会进行 5G 基站侧子带全双工的标准化工作。2 双工实现方法业界提出的子带全双工时频两维 Pattern 主要有以下 5 种：Pattern#1 保留部分 DL 时隙和 UL 时隙，将中间部分时隙变为“DUD”子带结构。“DUD”子带结构将上行子带“藏”在带宽中间从而增加上行子带与相邻频段的频域距离，进而降低相邻频段的跨链路干扰。Pattern#2 保留部分 DL 时隙和 UL 时隙，将中间部分时隙变为“DU”子带结构。DU”子带结构能够

188、降低系统实现复杂度，比如滤波器设计等，同时也能简化基站的调度，因为不需要考虑跨两个下行子带的调度和传输问题。Pattern#3 将所有时隙变为“DUD”子带结构。与 Pattern#1 类似，DUD”子带结构能降低相邻频段的跨链路干扰。但是，在与先前部署的 TDD 系统共存的场景下，Pattern#3会对先前部署的基站的上行接收造成跨链路干扰。Pattern#4 将所有时隙变为“DU”子带结构。与 Pattern#2 类似，DU”子带结构能够降低系统实现复杂度，同时也能简化基站的调度。但是，在与先前部署的 TDD 系统共存的场景下，Pattern#4 会对先前部署的基站的上行接收造成跨链路干扰

189、。Pattern#5 将所有时隙变为互补的“DU”或者“UD”子带结构。在与先前部署的 TDD系统共存的场景下，Pattern#5 会对先前部署的基站的上行接收造成跨链路干扰。考虑到对先前部署的 TDD 系统的影响，3GPP 目前优先研究 Pattern#1 和 Pattern#2。88/137图8-34子带全双工时频两维Pattern上下行子带可以通过 subband 和 BWP 两种方式配置：subband 方式：直接在 BWP 里面配置 subband。以 Pattern#1 为例，UE 的上行 BWP和下行 BWP 都包含整个带宽，再额外给上行 BWP 在中间时隙配置一个上行子带。BW

190、P 方式：将上下行子带配置为 BWP，UE 需要同时激活多套 BWP。以 Pattern#1为例，UE 一共需要支持两套激活 BWP：第一套上行 BWP 和下行 BWP 都包含整个带宽；第二套上行 BWP 和下行 BWP 分别包含上行子带和下行子带。为了提高子带全双工系统的兼容性并保护重要的上下行信号不受跨链路干扰的影响，上下行子带的配置通常需要适配 TDD 帧结构。通过在时域配置上下行子带的周期Pattern 可以适配 TDD 帧结构，其长度可以等于 TDD 帧结构的周期。上下行子带的划分有半静态和动态两种方式：半静态方式半静态方式：上下行子带通过高层信令划分，基站在上行子带里面调度上行，在

191、下行子带里面调度下行。动态方式动态方式：上下行子带通过高层信令划分，动态信令可以动态改变上下行子带的大小/长度或者动态改变上下行子带的传输方向。动态改变上下行子带的频域大小：此方式对基站和终端的实现难度较大，尤其是在上下行子带采用了子带滤波器的情况下，通常不建议采用此方式。动态改变上下行子带的时域长度：此方式可以通过将上下行子带配置动态的关断或者开启来实现，例如在上行业务较多时动态开启上行子带，在下行业务较多时动态的关断上行子带恢复成全下行符号。动态改变上下行子带的传输方向：当下行业务较多时，基站在上行子带里面调度下行；反之，当上行业务较多时，基站在下行子带里面调度上行。灵活子带是实现动态上下

192、行子带划分的一种方式。灵活子带的时频资源被半静态配置，但是它的传输方向是基于基站调度的。例如，基站调度一个上行传输在灵活子带内，那么该89/137上行传输应该被执行；，基站调度一个下行接收在灵活子带内，那么该下行接收应该被执行。灵活子带可以作为补充资源与上下行子带同时配置。部分子带全双工时频两维 Pattern 存在两个不同的下行子带，下行信道/信号可横跨两个下行子带传输，例如 PDSCH，PDCCH 和 CSI-RS 等。下行信道/信号的资源配置、指示方式可能需要增强，从而允许下行信道/信号在频域横跨两个下行子带传输。子带全双工时频两维 Pattern 存在两种不同的下行传输时机，即下行子带

193、符号和下行符号，下行信道/信号（例如 PDSCH 重复传输等）在时域可横跨两种不同的下行传输时机，从而增强下行传输的覆盖、降低传输时延等。类似地，子带全双工时频两维 Pattern 存在两种不同的上行传输时机，即上行子带符号和上行符号，上行信道/信号（例如 PUSCH 重复传输，PUCCH 重复传输等）在时域可横跨两种不同的上行传输时机，从而增强上行传输的覆盖、降低传输时延等。频域间距会影响跨链路干扰（CLI,Cross Link Interference）的强度。一般来说，随着频域间距的增大，跨链路干扰强度逐渐降低。在子带全双工系统中，不同的区域受到的干扰强度不同，可以为干扰强度不同的区域配

194、置不同的参考信号密度，从而在保证信道估计可靠性的前提下，降低参考信号的频谱开销。以子带全双工 Pattern#2 为例，在中间时隙的下行子带会对上行子带造成跨链路干扰。根据距离下行子带的频域间距，将上行子带划分为三个区域，即 UL#1、UL#2 和 UL#3。UL#1、UL#2 和 UL#3 受到的干扰强度逐渐降低。因此，区域级别 CLI 测量上报可以用来获取上行子带内不同区域上的 CLI 强度。UL#1 受到的干扰强度大，需要再 UL#1 配置密度高的参考信号，以便更加精准地测量干扰强度；UL#2 受到的干扰强度次之，可采用密度适中的参考信号测量干扰情况；UL#3 受到的干扰强度最小，可采用

195、密度最低的参考信号测量干扰情况。不同的区域内的上行传输也可配置不同的功控参数来匹配不同干扰强度。UL#1 受到的干扰强度大，可配置对应发射功率较大的功控参数，以保证上行传输的接收性能；UL#2 受到的干扰强适中，可配置对应发射功率适中的功控参数；UL#3 受到的干扰强度最小，可配置对应发射功率较小的功控参数。90/137图8-35子带全双工时频两维Pattern#2对于测量参考信号或测量资源，也可以通过上下行传输静默（UL/DL transmission muting）的机制来保证测量的可靠性。在其中一种场景中，测量参考信号或资源为基站间 CLI 测量参考信号或资源，受扰基站在获取到施扰基站的

196、测量参考信号或资源配置后，将在对应的资源上进行基站间 CLI 测量或信道测量。如果受扰基站下的 UE 在测量资源上发送 UL 信号，则 CLI 或信道测量结果可能会受到影响。因此，为了避免对测量造成干扰，最好不要在测量资源进行上行传输。因此，有必要定义上行传输静默机制。也就是说，UE 可以被配置一些需要静默的资源，并且UE 应该假定资源所占用的符号不可用于上行传输。另外，也可以考虑基于现有系统中的上行取消机制来实现上行传输静默，潜在的问题是当前的上行取消机制中所指示的资源粒度很粗略，可以研究一些提高指示精度的增强机制。另一方面，如果受扰基站在执行基站间 CLI 或信道测量资源上执行下行传输，显

197、然测量结果也将受到其自身下行传输的严重影响。或者如果受扰基站在执行基站间 CLI 或信道测量时，多个干扰源同时在发送下行信号，这也会导致无法准确测量各个干扰源的干扰强度。因此，对于受扰基站或者某些干扰源基站下行发送而言，测量资源也应该是不可用的。在NR 系统中，定义了下行速率匹配机制，用于避免其他下行传输对 CSI 测量的影响。例如，基站的下行传输围绕 ZP CSI-RS 和 SSB 执行速率匹配。这里可以使用类似的机制。也就是说，对于基站间 CLI 或信道测量，基站的下行传输可以基于施扰基站发送的 SSB 或 CSI-RS执行速率匹配。下行/上行传输静默的资源可以根据测量资源来确定。此外，考

198、虑到测量资源在相邻频域资源上的下行/上行传输也可能对测量造成干扰，例如干扰来自相邻 RB 上传输的泄漏，因此需要在测量资源两侧保留特定的保护频带，以确定 DL/UL 速率匹配的资源。91/137图8-36受扰基站的静默资源在 TDD 系统中，初始随机接入的时延、容量和覆盖都受到较少的 UL 时隙的影响，例如，接入等待时延大，RACH 资源少和覆盖小等。所以，上下行子带被配置在 DL 时隙时，应该支持基于上行子带的初始随机接入，从而克服上述的现有缺点。一个简单的例子如下图 8-37，UL 子带被配置在 DL 时隙，所以，更多的 RACH RO 能被配置在 UL 子带内，UE 能在 UL 子带的

199、RO 里执行随机接入过程。类似的，msg3 也能被传输在 UL 子带里。显然，更多的 RACH RO 能被配置并使用，能显著改善 TDD 系统的随机接入能力。潜在的增强包括，需要解决 DL slot 里，SSB/PDCCH 与 RACH RO 的冲突问题；解决SSB 与 UL 子带里的 RO 和 UL BWP 里的 RO 的关联问题。图8-37 RACH RO被配置在UL子带同频同时全双工可以考虑以下 5 种 Pattern：Pattern#1 保留部分 DL 时隙和 UL 时隙，将中间部分时隙变为同频同时全双工结构。保留的部分 DL 时隙和 UL 时隙可以用来保护重要的参考信号和信道，比如

200、5G 系统中的 SSB，PRACH，PUCCH 等。Pattern#2 保留部分 DL 时隙和 UL 时隙，将中间部分时隙变为同频同时全双工结构，并在中间部分保留了部分上行子带。保留的部分 DL 时隙、UL 时隙以及保留的上行子带可以用来保护重要的参考信号和信道。92/137Pattern#3 保留部分 DL 时隙和 UL 时隙，将中间部分时隙变为同频同时全双工结构，并在中间部分保留了部分下行子带。保留的部分 DL 时隙、UL 时隙以及保留的下行子带可以用来保护重要的参考信号和信道。Pattern#4 可以视为子带全双工和同频同时全双工的结合。Pattern#5 将所有时隙变为同频同时全双工结

201、构，充分挖掘频谱使用的灵活性和频谱效率。图8-38同频同时全双工时频两维Pattern类似地，同频同时全双工的上下行重叠时频资源也可以通过 subband 或者 BWP 来实现。为了提高同频同时全双工系统的兼容性并保护重要的上下行信号不受跨链路干扰的影响，上下行重叠时频资源的配置通常需要适配 TDD 帧结构。通过在时域配置上下行重叠时频资源的周期 Pattern 可以适配 TDD 帧结构，其长度可以等于 TDD 帧结构的周期。类似地，同频同时全双工的上下行重叠时频资源也有半静态和动态两种方式：半静态方式半静态方式：上下行重叠时频资源通过高层信令配置，基站在这块资源内可以按需调度上行和下行。动态

202、方式动态方式：上下行重叠时频资源通过高层信令配置，基站可以根据业务情况和干扰情况，动态地关闭/开启这块资源的上行传输或者下行传输。与子带全双工系统类似，同频同时全双工不同的区域受到的干扰强度可能也不同。以同频同时全双工时频两维 Pattern#2 为例，在中间时隙，时频重叠部分受到的干扰强度大，而底部的上行子带受到的干扰相对较小。时频重叠部分可配置密度较大的参考信号，并配置对应发射功率较大的功控参数；底部的上行子带可配置密度较低的参考信号，并配置对应发射功率较小的功控参数。部分同频同时全双工时频两维 Pattern 存在两个不同的下行子带。例如 Pattern#3 包含时频重叠区域的下行子带和

203、底部下行子带。下行信道/信号可横跨两个下行子带传输，例如PDSCH，PDCCH 和 CSI-RS 等。类似地，部分同频同时全双工时频两维 Pattern 存在两个不93/137同的上行子带。例如 Pattern#2 包含时频重叠区域的上行子带和底部上行子带。上行信道/信号可横跨两个上行子带传输，例如 PUSCH，PUCCH 和 SRS 等。上下行信道/信号的资源配置、指示方式可能需要增强，从而允许上下行信道/信号横跨两个上/下行子带传输。部分同频同时全双工时频两维 Pattern 存在两种不同的下行传输时机，即下行子带符号和下行符号，下行信道/信号可横跨两种不同的下行传输时机，从而增强下行传输

204、的覆盖、降低传输时延等。类似地，部分同频同时全双工时频两维 Pattern 存在两种不同的上行传输时机，即上行子带符号和上行符号，上行信道/信号可横跨两种不同的上行传输时机，从而增强上行传输的覆盖、降低传输时延等。对于同频同时全双工，如图 8-39 所示，同一小区内不同 UE 之间的上下行传输将可能重叠在一起。CLI 由不同基站间的相同时频资源上的干扰变为同一基站相同时频资源发送接收间的自干扰，由于没有了路径损耗，干扰强度将更大，对上下行传输性能的影响将更严重。此时，更需要借助于上下行传输静默机制来保证上下行传输性能。例如，上行传输或下行传输可以基于交叠资源做静默，从而规避同时同频干扰；或者，

205、至少考虑保证信道估计的性能，而需要对解调参考信号进行规避，即上行传输对交叠区域内的下行解调参考信号进行静默，而下行传输需要对交叠区域内的上行解调参考信号进行静默。图8-39同频同时全双工下的资源分配子带全双工关键技术由于发送和接收在同一频带内同时进行，子带非重叠和重叠全双工都需要先进的自干扰消除技术。对于组网来说，上下行的同时传输将会带来新的用户间或基站间交叉干扰，需要先进的干扰管理技术。表8-1子带全双工对比子带非重叠全双工子带重叠全双工94/137关键增益上行覆盖增强、时延降低频谱效率提升、上行覆盖增强、时延降低、通感一体化等新场景自干扰抑制邻带自干扰抑制技术：空间隔离、保护带、模拟/数字

206、干扰对消同频自干扰抑制技术：空间隔离、模拟/数字干扰对消交叉干扰邻带交叉干扰：资源优化配置、先进接收机等同频交叉干扰：干扰消除、先进接收机、调度等应用场景大上行、低时延、上行覆盖增强大上行+大下行+低时延自干扰消除子带全双工的关键技术之一是自干扰消除，干扰消除是一个多级的架构，包括空域、射频域、数字域联合的自干扰抑制技术。空域包括天线位置优化、空间零陷波束、高隔离度收发天线等技术手段实现空间自干扰的辐射隔离；射频域通过构建与接收自干扰信号相位相反的对消信号，在射频模拟域完成抵消，达到抑制效果；数字域对残余的线性和非线性自干扰进一步进行重建消除。由于子带使用方法的差异，子带重叠和非重叠全双工对自

207、干扰抑制技术的需求有所不同，如表 8-2 所示。特别地，子带非重叠全双工可以利用保护带实现频域隔离，而子带重叠全双工需要更多地借助模拟干扰消除。表8-2自干扰抑制需求对比双式双式子带非重叠全双工子带非重叠全双工子带重叠全双工子带重叠全双工空间隔离高高频率隔离高无波束隔离中中模拟干扰消除低高数字干扰消除中中组网技术子带全双工的另一个关键技术是组网。子带全双工组网将带来复杂的干扰情形，如图8-40 所示。基站之间会形成多点对多点的复杂干扰网络，包括基站自干扰、基站间交叉干扰，基站的高发射功率将导致上行 SINR 的恶化。小区内和小区间同时进行上行和下行的传输，上行用户传输对下行用户接收会造成干扰，

208、包括小区间用户间交叉干扰和小区内用户间95/137交叉干扰，多个上行用户会对下行用户产生复杂的干扰，造成下行 SINR 的恶化。图8-40子带全双工组网干扰为应对子带全双工带来的复杂干扰类型和干扰环境，网络亟需更强大的协同能力，进行上下行链路的联合优化，以提升全网的用户体验。如站间干扰测量和抑制，包括链路控制、混合动态静态 TDD 配置、先进接收机、协调调度等；UE 间干扰测量和抑制，包括先进接收机、干扰测量、功率控制、协调调度等；干扰抑制和消除，包括方向性天线，低增益指向干扰，射频干扰消除，模拟滤波器滤除邻频干扰等；上下行资源分配和配置，包括子带级上下行配置，上下行方向冲突解决，上下行对称设

209、计等。当前的自干扰消除技术主要在基站侧实现，相应的子带全双工应用主要集中在蜂窝基站和中继。在蜂窝基站这种场景中，子带全双工的基站可以同时调度上行用户和下行用户，从而提升频谱效率和使用灵活性。在中继传输场景中，在中继节点，接收信号和转发信号可以在同频同时进行传输，可以显著降低端到端时延。随着自干扰消除技术的进步，子带全双工有应用于密集组网、宏站和终端的潜力，并进一步应用于 D2D 等场景。未来具备子带全双工能力的终端也可以利用子带全双工来提升双向数据传输速率，同时降低用户的反馈时延。图8-41全双工应用场景96/137对于下一代移动通信系统，大带宽、大规模天线、密集组网等特性相对于 5G 会进一

210、步增强，子带全双工技术在干扰消除和组网技术需要提供相应的支持。对于自干扰消除系统，需要实现多天线、大带宽、高功率自干扰消除电路的小型化，特别是自干扰消除芯片。对于组网，需要研究在密集组网场景下高效的交叉链路干扰测量和抑制/管理技术。5、相关频谱资源问题，全双工资源分配方法相关频谱资源问题，全双工资源分配方法1、资源分配现有挑战：数据量呈爆炸性增长、无线设备的急剧增加以及广泛的服务质量保障需求近年来，随着各类智能设备（如智能手机、平板电脑、笔记本等）的大规模普及以及人们对高带宽应用的需求急 s 速增长，促使各类软件，尤其是视频软件的商业化应用。根据最新爱立信的移动报告预测，在 2023 年，平均

211、每部智能手机的数据消耗量将超过每月 19 GB，而到 2028 年，视频预计将占移动网络流量的 80%24。与此同时，网络资源受限的情况仍然存在，以空口资源为例，当前无线网络频谱资源十分紧缺25，急剧增长的带宽需求与有限的频谱资源导致当前网络的频谱利用率与频谱效率极低。同时，到 2028 年，固定无线接入（FWA）连接数将达到 3 亿，其中近 80%的 FWA 连接将使用 5G 网络。另一方面，5G 网络需要满足广泛的 QoS 要求和特性，如高数据率、无缝移动性、低延迟、高可靠性、高安全性和隐私性、高电池寿命和低设备成本等。因此，需要设计合适的资源管理方案以实现不同应用、不同场景下的 QoS

212、保障。2.全双工资源分配现存问题1）模式选择：非理想的自干扰消除技术使得剩余自干扰极大地影响了全双工系统的性能，因此，在某些场景中，在特定的剩余自干扰值下，半双工模式有可能优于全双工模式。因此，为了获得更优的性能，需要在全双工与半双工模式之间进行合理的模式选择。文献28为全双工认知网络提出了一种基于神经网络的自适应模式选择方案，通过自适应的调整全双工次级用户的双工模式以实现次级用户的吞吐量与主要用户的冲突率的权衡。针对无蜂窝大规模 MIMO网络，文献29的作者基于平行逐次凸近似法提出了动态双工模式选择算法；为了进一步降低算法复杂度同时进一步提升网络频谱效率，作者基于增强 Q-learning

213、提出了一种增强学习算法。为实现干扰管理，文献30的作者为 D2D 网络中的节点设计了双工模式选择方案，不同于以往的工作，该方案利用泊松点状分布对具有随机参数的大规模网络进行建模，同时利用排队理论与马尔科夫过程对蜂窝用户时延进行建模，从而使得方案与实际系统兼容性更97/137强。2）功率控制在多用户通信场景下，功率控制是一种常用的能够优化网络容量、覆盖范围等的方法。不同于传统的无线网络，全双工受到剩余自干扰的影响，当增加发射功率时，一方面接收端的有用信号增强，另一方面本接收机的剩余自干扰也同时增加。由于剩余自干扰的存在，需要合理地设计功率控制算法以最大化所有用户的性能。在隐蔽通信中，文献31的作

214、者为全双工中继节点提出了一种功率控制算法以使得隐蔽速率最大化。为消除全双工引入的同频互干扰，文献32提出了一种分数功率控制方法，该方法通过调整上行用户的发射功率以补偿用户和服务基站之间的部分路径损耗。一般来说，功率控制算法需要已知网络各节点之间的信道状态信息，这会导致信令负载增加。为了解决这一问题，文献33基于回报的学习方法提出了一种低复杂度的功率控制方法，这一方法可以有效避免信道状态信息的获取和交换，并且可以消除过时信道状态信息的影响。3）发射波束成形发射波束成形是一种通用的用于控制传输方向性的信号处理技术，其能够在理想的方向提供较高的天线阵列增益。为了改变阵列发射的指向，波束成形通过在发射

215、端控制信号的相移和相关幅度以在波前实现建设性和破坏性的干扰。对于全双工通信来说，设计稳健的发射波束成形算法将是非常有益的，它可以提高接收端的信号强度，同时在各种设计标准（如最小均方误差）下减少自干扰。文献34证实通过合理设计传播域波束成形可以有效地压制自干扰，并研究了预编码错误与自干扰消除存在之间的权衡关系，此外，文献通过发射波束成形与基于波束的模拟域自适应滤波提出了联合自干扰消除，这一方案能够实现更好的自干扰消除性能。不同于文献34，文献35通过联合优化发射以及接受波束成形以实现自干扰消除，从而实现了更高的数据速率。为避免自干扰过高从而超过低噪声放大器和模数转换器的线性工作范围，文献36提出

216、了一种基于波束对准测量构建模拟波束成形的方法，可以实现以每根天线和每个射频链单位限制自干扰程度，因此能够提供更高的灵活性。4）子载波分配在由一个全双工基站以及 N 个子载波、M 个上行用户、N 个下行用户组成的全双工OFDMA 网络中，一个基本的挑战是如何将上、下行用户进行配对，并将子载波分配给这些用户对以优化网络性能。与传统子载波分配问题不同，全双工系统中子载波的分配需要考虑BS 处的剩余自干扰以及上、下行用户之间的同频互干扰，因此需要进一步的研究。文献3798/137研究了多载波全双工 NOMA 系统的功率与子载波分配问题，由于系统中存在多个干扰用户在同一子载波上进行数据传输，因此该优化问

217、题极具挑战性，文献基于块状坐标下降法将原始优化问题分解为两个子问题以降低复杂度。针对OFDMA全双工分布式天线系统，文献38通过优化子载波以及功率分配以最大化系统频谱效率，同时将用户的服务质量保障、发射功率约束以及子载波复用考虑在内。二、全双工资源分配方法1.高谱效的资源管理方案频谱稀缺与最优资源分配是高谱效系统的两大关键挑战。如今，大部分无线蜂窝运营商已经能够为移动用户提供多样化的多媒体应用，但是这些运营商仍然受限于 700MHz 至2.6GHz 的移动宽带载波频谱。事实上，对于所有分配给运营商的频带来说，所有移动宽带应用的带宽不超过 780MHz。分配给移动运营商的频谱被分割成不同的频段，

218、每个频段都拥有不同的无线接入网，具有不同的传播特性和建筑穿透损耗27。除了频谱稀缺以外，在 5G系统中，如何将可用频谱最优地分配给特定的层（即宏蜂窝、小蜂窝、D2D 网络等）仍然是需要考虑的一大问题。最近，5G 系统的重要技术，如毫米波回传、大规模 MIMO、超密集网络和全双工通信技术，引发了创新无线电频谱资源调度技术的发展。在频谱资源调度中，有限的可用资源需要被有效地分配给每个活跃用户，同时满足如高数据传输、低延迟、可靠性、高电池寿命等服务质量保障。2.高能效的资源管理方案从 2007 至 2020 年，由于 5G 无线接入系统中逐步增长的设备数以及不断扩张的网络规模，信息与通信技术领域消耗

219、的碳排放预计增长 60%。无论是从利润还是从经济环境的角度来说，在下一代无线网络中，能量效率将成为一大重要的关键指标。标准化机构和网络运营商已经开始探索构成5G系统的未来技术，以在整个网络基础设施中实现能量效率的提升。目前，在 5G 系统中，仍然存在如下的能效挑战。1)基于 5G 系统多样化 QoS 需求的能量效率增益与基于 QoS 需求本身的能量效率增益之间的平衡尚未解决。2)小区大小设计对异构蜂窝网络（宏小区、微小区、微微小区和毫微微小区的组合）以及各种中继和协作通信的QoS 性能的影响尚未得到充分解决。3)尽管提供了不同基站类型（纯宏蜂窝基站，以及宏蜂窝基站和微蜂窝基站的混合）的简单能耗

220、模型，但 5G 系统仍然存在更多干扰和更频繁的切换。如下展示了一部分全双工系统的资源分配26。99/1371）全双工 MIMO 系统FD-MIMO 系统中的每个节点都配备了一个 FD 无线电和多根天线，每根天线都可用于发射和接收。这使得两个节点之间可以同时进行双向的信息交流。这种系统的资源分配涉及空间域资源的分配，如天线。为提升时频资源的利用率以及物理层的安全性，文献39研究了全双工大规模 MIMO 网络并提出了联合天线选择与功率分配策略。类似地，文献40中介绍了一种联合速率分配与天线选择的算法以调度网络传输，并推导出 Nakagami-m 衰落环境下的网络吞吐量的闭式表达式。2）全双工中继系

221、统基本的 FD-中继网络结构包括一对源和目的节点，以及一个中继节点。源节点和目的节点都是半双工模式，但中继是以全双工模式运行。这类系统的资源分配涉及到天线、中继42和功率4143的分配。文献42提出了一种混合双工中继选择方案，通过选择中继以及中继的双工模式实现保密速率的最大化；文献43分别针对静态以及时变的信道提出了中继功率控制方案；类似地，文献41针对无线携能全双工 NOMA 系统提出了自适应的功率控制方案，联合设计基站的功率控制系数以及中继的时分因子。3）全双工 OFDMA 网络全双工 OFDMA 网络由一个使用正交频分复用（OFDM）的 FD 基站（BS）和多个单天线半双工上行和下行用户

222、组成。上行和下行用户可以形成一对发射-接收对，与 FD 基站通信。这种网络的关键挑战是如何在与 FD 基站的通信中为每个 OFDM 子载波优化配对上行和下行用户4445。文献44研究了全双工多用户系统中的用户上、下行传输方向，用户配对，功率分配问题；文献45通过联合优化用户调度，动态无人机轨迹，以及发射功率以最大化系统吞吐量。4）全双工异构网络在全双工异构网络中，宏基站和微接入节点都配备了 FD 无线电。与传统的异构蜂窝系统相比，相邻小区的微接入节点通常不会相互干扰，而在 FD 异构网络中，用户和宏基站或微接入节点之间的同时上行和下行通信会导致 FAP 之间的强烈干扰464748。文献46针对

223、全双工超密集异构网络提出了联合频谱与功率管理方案，通过将研究问题分解为小区内以及小区间的分配问题，从而实现了复杂度的降低；针对异构蜂窝网络，文献47结合 sub-6GHz 和毫米波频段制定了全双工接入和 D2D 链路子载波分配的优化问题，以实现系统传输速率最大化。为了获得基站密集化部署的好处，文献48将基站与用户之间的匹配关系解耦，100/137使得每个用户可以以解耦的方式在上、下行关联多个基站，同时提出了联合匹配与资源分配的方案以实现和速率的最大化。6、与与 MIMO 的结合，包括毫米波、波束的结合，包括毫米波、波束全双工和 MIMO 都使用多个天线资源，且由于 MIMO 和全双工技术都具有

224、高频谱效率的特点，因此二者的结合可更好地提升系统的性能，全双工结合 MIMO 是当下的研究热点，而且 MIMO 还具有高能量效率和高可靠性特点，二者的结合可以很好的满足未来通信的要求，因此，全双工与 MIMO 的结合是一个重要的研究方向。但是在设计全双工 MIMO 系统时，会面临诸多问题。首先是 MIMO 设计中天线数目和射频通道的急剧增加给整个射频系统带来巨大的设计困难和挑战，其次是全双工中同频段同时收发产生巨大的自干扰现象且自干扰消除的复杂程度随着系统天线数目的增加而急剧增加，并且还有现阶段低频段的频谱资源紧缺的问题。为了解决 MIMO 全双工系统中自干扰问题，按照是否在发射端对自干扰信号

225、进行预处理，可以分为被动式的自干扰抑制和主动式的自干扰抑制。被动式的自干扰抑制通过在全双工节点的接收端对自干扰信号进行抑制，目前主要的实现方案包括：天线消除、模拟域消除和数字域消除。主动式的自干扰抑制在发送端对信号进行预处理，以减轻接收机自干扰抑制的压力，并伴随着多天线技术的应用，相应的空域自干扰抑制技术随之提出。被动式的自干扰抑制中的天线消除方案是最简单的自干扰抑制方法，包括使用天线隔离、定向天线和极化天线。普林斯顿大学49于 2012 年提出了 MIMO 全双工(MIMO-Duplex,MIDU)系统，MIDU 使用移相器来进行信号的反相，可以适用于更大的信号带宽。MIDU 系统使用了两个

226、阶段的天线消除，如图 8-42 所示，通过移相器生成相位相反的两路信号在两根发送天线发送，接收天线收到的信号已经过第一阶段的干涉相消，再把两路接收信号进行移相合并作为第二阶段的干涉相消。MIDU 为 MIMO 系统天线消除提供了一种思路，但MIDU 系统有两个很重要的假设，即近端的信道只和两根天线之间的距离有关，信道的对称性和时间无关，而且 MIDU 系统需要使用 4 倍于半双工的天线数量，天线的使用效率不高。101/137图8-42 MIDU系统天线消除实现自干扰抑制被动式的自干扰抑制中的模拟域消除是在接收信号进入模数转换器之前进行的，2013年，斯坦福大学的一项研究50采用另一种方法进行模

227、拟域消除，在发送端功率放大器的输出端加上一个耦合器，导出发送信号的副本，然后用 16 个固定时延的抽头组成 FIR 滤波器，利用 802.11 系统的训练序列进行信道估计，调整抽头系数模拟自干扰信号的传播，然后从接收端减去模拟出来的自干扰信号，如图 8-43 所示，该方法能实现 42dB 的模拟域自干扰抑制。2014 年，该实验组再次发表研究成果51，将此方案扩展到 MIMO 系统。图8-43模拟域自干扰抑制被动式的自干扰抑制中的数字域消除是在数字基带中进行的，负责参与自干扰信号的消除。数字域消除时，利用已知信号对自干扰信道进行盲估计，进而计算出进入接收端的残余自干扰信号，然后在接收信号中减去

228、。数字域上可以进行比较复杂的信号处理，但是信号在进入数字域时需要进行模数转化，如果模数转化前自干扰信号没有得到足够的抑制，将使有102/137用信号被量化噪声淹没。加拿大 McGill 大学的一项研究52针对 OFDM 信号采用了子空间的方法，利用信号子空间和噪声子空间的正交性，进行自干扰抑制，可以有效处理自干扰信号中的非线性成分。而主动式的自干扰抑制方法中典型的空间域自干扰抑制算法有：预调零算法、预编码/解码技术、基于零迫滤波器的零子空间映射、块对角化算法和最优特征波束赋形算法等。毫米波MIMO全双工系统的自干扰消除面临高频大带宽、复杂自干扰信道的挑战，其自干扰消除方案一般包括三个阶段，即传

229、播域（空域）消除、模拟域消除以及数字域消除，系统框图如图 8-44所示。图8-44毫米波MIMO全双工系统自干扰消除方案传播域（空域）消除技术包括高隔离天线技术及波束赋形抵消技术。高隔离天线技术主要利用收发天线空间隔离、极化隔离及加载隔离栅提升收发天线隔离度。波束赋形抵消通过优化发射与接收阵面波束码本实现有效的自干扰抑制能力，同时满足通信波束指标要求。相关研究人员53通过将毫米波通信技术结合大规模MIMO技术实现多波束赋形。首先，通过在相同物理口径下，采用3GHz的贴片天线和30GHz的阵列天线，给出了符合理论的Friis方程的自由空间传输损耗的测量结果，验证了毫米波频段的传播特性的关键参数与

230、典型的蜂窝频段相当，与此同时利用毫米波频段波长较小的特点，在紧凑的空间环境下可以使用大量的天线单元来合成与大规模阵列增益相对应的高方向性波束，以此设计了毫米波自适应波束形成系统如图 8-45所示，证明了毫米波频段能够支持几百米半径的室外和室内覆盖，为后续毫米波结合全双工MIMO系统提供了一种新思路。103/137图8-45毫米波结合MIMO的自适应波束形成系统模拟域消除主要受限于射频抵消器使用规模，随着收发天线阵子数量的增加抵消器需求数量呈指数级增长，在毫米波超大规模MIMO系统中是不可接受的。另一种实现方案是在毫米波发射射频通道功分前及接收射频通道合成后连接模拟抵消器，可减少抵消器需求数量。

231、文献中基于光纤的多抽头模拟抵消器见图 8-46，抵消带宽大性能优，但器件不成熟、体积巨大。而且此类方案的共性缺陷是不能抵消发射射频前端波控芯片的非线性及噪声。因此，利用大规模MIMO波束特性实现自干扰抑制是一种可行的方法。图8-46毫米波MIMO全双工系统自干扰消除方案MIMO全双工系统的自干扰消除面临复杂自干扰信道带来的严峻挑战，但同时系统所采用的数字/模拟混合波束赋形架构为利用波束赋形算法在空域抑制自干扰信号提供了基础。毫米波模拟波束赋形的全双工系统框图如图 8-47所示，发射信号的部分能量从发射阵列天线到达接收阵列天线形成自干扰，以H表示自干扰信道矩阵。发射天线数量为tN，接收天线数量为

232、rN，发射与接收阵列在方向的响应向量分别为 1txatNC和 1rxarNC，按照传统约定，使得 tN22txa和 rN22rxa。104/137图8-47毫米波全双工模拟波束赋形系统尽管当前仅考虑模拟波束赋形，实际上码本优化方法同样适用于数模混合波束赋形架构。令1NtCf为发射预编码向量，1NrCw为接收合成向量。来自全双工系统的发射符号s将通过其发射波束f和发射增益P注入自干扰信道H，然后再通过其接收波束w进行合成。则接收自干扰信号表示为sHfwGPy(1)可以看出，基于自干扰信道H，通过有效调整w和s可以降低接收自干扰功率。同时，发射波束和接收波束的调整需保证指向用户方向的波束增益及方向

233、图指标满足要求。7、低轨卫星应用展望低轨卫星应用展望（1）卫星通信传统双工方式卫星通信传统双工方式传统卫星通信系统采用的双工方式有频分双工（Frequency Division Duplex,FDD）和时分双工（Time Division Duplex,TDD）两种，它们分别利用频率和时间资源来实现上行（发送）和下行（接收）信号的同时传输，但采用了不同的策略。FDD 技术在两个独立的频带上分别进行上行和下行数据的传输。也就是说，一个特定的频率范围被分配给上行链路（终端/地面站发送到卫星），而另一个不同的频率范围用于下行链路（卫星发送到终端/地面站）。两个频率之间通常会有一个保护频带，以防止相邻

234、信道间的干扰。由于发送和接收同时在不同频率上进行，因此 FDD 能够提供连续的双向通信，105/137适合高数据速率应用，但频谱需求大，需要两倍的频谱资源，并且由于需要两套独立的射频前端，设备成本可能较高。TDD 在一个单一的频率信道上交替进行上行和下行数据的传输。这意味着在同一频率资源上，通过时间的划分来区分发送和接收时段。它通过精确的时间调度，确保在指定的时隙内只进行发送或接收操作，避免了上下行信号之间的冲突。TDD 系统通常包括一个帧结构，其中定义了上行时隙、下行时隙以及可能的保护间隔（避免切换时的干扰）。TDD 的优势是频谱效率高，只需一半的频谱资源即可实现双向通信；上下行带宽可灵活配

235、置，能够根据上下行数据流量的不同需求动态调整时隙分配；成本较低，单一套射频硬件即可支持上下行，降低了设备成本。1.同时同频全双工的技术优势近年来，国内外低轨通信星座系统的发展如火如荼，美国 SpaceX 的星链系统已累计发射超过 6800 颗卫星，英国的 OneWeb 星座、美国亚马逊的 Kuiper 星座、中国星网的卫星互联网星座、上海垣信的 G60 星座等也都规划了上千万颗卫星，并陆续开启了星座建设，近年提出的低轨卫星互联网星座概念，掀起了低轨星座应用的第二次浪潮，频率轨道资源的竞争日趋激烈，14GHz 用于卫星移动通信的频率资源被分配殆尽，Ka 频段 1830GHz 用于卫星宽带通信的频

236、率资源也已被大量使用，频轨资源的国际竞争日趋白热化。我国申报低轨互联网星座的资料较晚，基本集中在 2017-2018 年，协调地位总体落后于国际主流低轨星座系统。同时同频全双工技术收发信号使用的频率和时间相同，因此频谱的利用率大大提高，可以有效缓解卫星通信系统频谱资源紧张的问题，同时又提高了系统容量。（2）CCFD 应用于低轨卫星的技术需求应用于低轨卫星的技术需求同时同频全双工在发射信号的同时会对本地接收机造成强干扰，称为“自干扰”。因此，同时同频全双工在实际应用中需要解决的最大问题就是自干扰的抑制问题。星地链路由于链路距离远，信号衰减大，收发信号功率差距大，面临更为严重的自干扰问题。106/

237、137图8-48同时同频全双工的典型系统2 种同时同频全双工的典型系统结构如上图所示，分别是收发天线共用和收发天线独立2 种典型结构。2 种结构中都存在严重的自干扰：收发天线共用结构中，由于环形器的隔离度并不理想，发射机的发射信号一部分泄漏到了接收机输入支路；收发天线独立系统中，发射信号通过近场耦合效应，直接耦合到接收通道中去，形成自干扰。根据抑制环节的不同，自干扰抑制技术可分为空域、射频域以及数字域抑制技术。不同环节的抑制技术具有不同的作用，空域和射频域自干扰抑制的首要目的是防止接收机前级低噪声放大器饱和，当空域可以提供较高的收发天线隔离度时，无需再进行射频自干扰抑制。数字域自干扰抑制的目的

238、为抑制残余的自干扰信号，当接收机接收到的自干扰信号功率低于接收噪声功率时，无需使用数字域抑制技术。联合使用自干扰抑制技术可获得更好的自干扰抑制性能。（3）目前的技术验证及应用情况目前的技术验证及应用情况2023 年 9 月，浙江时空道宇科技有限公司与北京大学联合成立“北京大学时空道宇先进通信联合实验室”。基于联合实验室，双方将共建校企联合研发平台，通过项目化运作，实现产学研融合，共同推动同频同时全双工通信技术领域基础理论和工程化研发，发射低轨全双工通信卫星并展开在轨试验，共同制定全双工卫星通信标准，推进全双工地面通信产业化核心技术攻关。3GPP 国际标准化方面。3GPP 于 2022 年 8

239、月至 2023 年 12 月开展了 Rel-18 版本子带全双工 SBFD 的研究项目（study item），中国移动担任该项目报告人。该研究项目主要评估了子带全双工 SBFD 在不同部署场景下的技术可行性和网络性能，研究了干扰管理方案、系统107/137流程设计、射频指标等。中国移动作为主编发布了该项目的研究报告 3GPP TR 38.858，为后续的标准制定工作奠定基础。3GPP 于 2023 年 12 月进一步立项 Rel-19 子带全双工 SBFD的标准项目（work item），该项目从 2024 年 1 月开始，预计持续到 2025 年年底，将在 Rel-18研究项目的基础上进行

240、子带全双工 SBFD 的标准制定工作。ITU 国际标准化方面。ITU 目前尚未开展子带全双工 SBFD 的标准研究和制定工作。CCSA 国内标准化方面。CCSATC5/WG8 于 2023 年 1 月开始子带全双工全球共存研究和相关法规现状调研的研究课题项目，预计 2024 年底结项，由中国移动和中信科牵头。该项目旨在调研最新的子带全双工技术特性、应用和使用场景，以及子带全双工当前相关的共存研究进展；收集和梳理国内外 TDD 频率，并对国际相关研究和趋势进行分析，为我国无线电主管机构提供技术支撑和参考。8、全双工缓存方法和技术全双工缓存方法和技术随着众多移动社交平台和多元化新兴业务的不断涌现，

241、无线业务呈现高并发的态势，而无线资源则已十分紧缺。在由云-边-端构成的层次化内容中心无线网络中，通过引入分布式缓存技术，热门内容可以预先缓存至网络边缘以及终端，从而降低远端云负载压力，特别是减缓高峰时段的拥塞情况。分布式缓存大致可分为四个阶段：（1）缓存内容请求：用户根据需求发出请求；（2）缓存内容感知：在网络中搜索所需内容，判断所需内容是否被缓存及所在位置；（3）缓存内容分发：缓存节点或远端服务器将内容分发至请求节点；（4）缓存内容更新：根据内容流行度等信息更新缓存节点所存储的内容。依据内容被存储的位置，缓存又可分为：（1）在演进分组核心（Evolved Packet Core，EPC）上进

242、行深度缓存，以减少内容传递延迟;（2）在基站缓存以减轻其吞吐量有限的回程链路的拥塞;（3）在移动设备上缓存以利用设备到设备的通信实现低延迟的内容共享。考虑用户设备侧的缓存，是通过将用户终端缓存（device caching）与终端间直通传输（device-to-device,D2D）结合，简称为 D2D 缓存。D2D 缓存被证明能有效卸载 D2D 网络中的流量业务545556。在 D2D 缓存系统里，多个用户设备形成可以存储大量文件的公共虚拟存储，其聚合的缓存容量随 D2D 网络中用户数量增长，在流量卸载方面极具前景。然而，由于用户终端存在功率受限的特性，D2D 缓存中一个不容忽视的问题是用户

243、终端的通信范围有限，由此影响了内容共享的两个基本过程，即内容感知（content sensing）和内容传输（content delivery）。一方面，当用户设备扮演内容请求者（content requester,CR）在108/137D2D 缓存系统内请求某个文件时，其发现预存了请求文件的缓存节点的过程被称为内容感知，是内容传输前的必要步骤。从技术上讲，由于用户设备的临近发现（proximity discovery）感知灵敏度有限，即使 D2D 缓存系统聚合的存储空间巨大，也只有在以单个用户设备为中心的某一地理范围内的预存内容能够被感知到。另一方面，当用户设备的某个预存文件被请求时，此时用

244、户设备扮演内容提供者（content provider,CP）的角色，向内容请求者传输文件。通常情况下，D2D 缓存系统中的内容传输是单跳（single-hop）链路的形式575859。然而，当内容请求者与内容提供者有一定距离时，尤其是当扩大用户设备的内容感知范围后，单跳传输易受大尺度衰落的影响而导致接收速率过低。从本质上而言，D2D 用户设备通信范围的有限性是限制 D2D 缓存系统卸载性能提升的根本原因之一。当用户设备具备全双工通信能力时，以上问题有望减轻。全双工通信技术是在相同时间和频率资源上接收和发送信号，有望成倍提升频谱效率。近些年来，自干扰消除（self-interference c

245、ancellation）技术的发展使得全双工通信收发器的实现成为可能。全双工通信收发器应用在 D2D 节点处还具备额外好处。首先，由于 D2D 通信针对短程传输因而具备低发射功率的特点。当 D2D 节点应用全双工通信后，相比于具备相等自干扰消除水平的高发射功率节点，D2D 节点的残余自干扰功率更小。其次，在全双工协作通信的辅助下，D2D 通信能获得更大的网络覆盖。此外，全双工通信“即收又听”（listen-and-talk）的特性能有效促进 D2D 设备临近发现过程60。已有研究探讨了采用全双工通信从多个缓存内容提供者61或宏基站62处接收数据，同时同频转发给内容请求者的传输方案。亦或是将全双

246、工应用于 D2D 用户对的互相传输，当彼此的请求内容预存在对方节点时63。以上这些工作仅只是将全双工通信应用在内容传输的过程中。进一步地，将全双工通信融合至内容感知和内容传输两个过程，使同一用户设备既可以扮演内容请求者进行协助感知，也可以充当内容提供者实施协助传输，从而促进流量卸载过程、提升系统卸载性能6465。图 8-49 展示了基于全双工的 D2D 缓存内容接入技术64。在 D2D 缓存系统中，考虑每个内容请求者随机独立地发送文件请求消息，请求文件，当有临近节点缓存了文件时，将告知内容请求者。由于实际系统中接收机的灵敏度有限，每个内容请求者只能感知到一定地理范围内的文件分布情况，这个地理范

247、围称做内容感知范围(Content Sensing Range,CSR)。当内容请求者随机请求文件时，包含两种内容接入形式：形式 1：在发送文件请求消息后，内容请求者在其内容感知范围内发现已经预存请求文件的内容提供者。当有不止一个这样的内容提供者时，由最近的内容提供者通过 D2D 链路109/137发送预存文件给内容请求者。形式 2：当请求的文件在内容感知范围内不存在时，内容请求者将广播请求协作消息，邀请其 CSR 范围内的所有用户设备进行协作感知。收到请求协作消息后的用户设备将在其对应的 CSR 内帮助寻找请求文件。一旦找到文件，由其中某个用户设备作为中继，通过全双工 D2D 链路从内容提供

248、者处协助将文件取回给原内容请求者。若以上两种形式均获取内容失败，内容请求者将向基站请求文件，宏基站通过回传从核心网服务器下载文件后通过蜂窝链路发送给内容请求者。可以看到，在形式 2 中，在全双工通信的协助下，内容请求节点的内容感知范围被扩大。并且，全双工协作传输进一步提升了从远处内容提供者处取回文件时的传输性能。简言之，全双工增强了内容感知和内容取回两个过程。图8-49基于全双工的D2D缓存内容接入技术9、全双工中继技术全双工中继技术（1）全双工中继全双工中继全双工中继协作传输技术，是未来实现广覆盖、高频谱利用率的无线通信技术之一。全双工中继技术一般用于提升无线通信系统的传输性能、扩大通信覆盖

249、范围。业界普遍认为全双工技术将首先应用于中继传输，主要原因是中继的自干扰消除要求本身不那么苛刻66。无线传输过程中，由于信号功率有限，信号传输距离受到限制。为克服这一缺陷，提出了协作通信(Cooperative Communication，CC)的概念。协作通信是指系统端节点之间在中继110/137的帮助下进行通信。中继协作通信利用中继节点对信号的转发以增大信号覆盖范围、增加系统容量、减小能量损耗，从而获得更好的传输效果。更值得关注的是，通过其中某一节点与网络中其他节点的协作，能够在整个网络系统中形成一个分布式的天线系统，使得单天线设备通过协作能够获得空间分集增益。在无线通讯中，中继协作增加了

250、信息的传输范围，全双工技术通过同时同频收发信号提高了频谱资源的利用率。将两者结合能够提供大覆盖范围、高频谱利用率的通信服务，给人们提供更卓越的用户体验。由于中继是最有可能在短期内采用全双工技术作为小型小区扩展或覆盖填充的候选硬件，因此在自干扰、中断、效率等方面被广泛研究。2009 年，Taneli Riihonen 在文献67中分析了 AF 和 DF 协议下的全双工中继传输与半双工传输的性能差异，经过仿真证明：自干扰抑制水平合理时，全双工中继传输的系统容量要高于半双工传输。2011 年，Taneli Riihonen 又在文献68中提出了半/全混合双工模式中继，依据自干扰抑制门限来决定中继的双

251、工工作模式，使整体系统能够获得最优的传输性能。Hongyu Cui 等人在其 2014 年发表的论文69中对全双工双向中继系统的中继选择方案及其性能进行了研究，以文献70对半双工双向中继系统的研究为基础，他们提出了令接收节点信干噪比最大化的全双工双向中继选择方案，推导了系统误码率、中断概率、容量等的闭式解，并通过仿真证明当全双工中继的剩余环路干扰较小时，全双工双向中继系统的误码率及中断概率等性能要优于半双工双向中继系统，且全双工中继系统也可实现分集增益。2017年，Yuansheng Jin 和 Xiang-Gen Xia 在文献71分析了单向全双工中继传输模型下的功率分配问题。文中以中继主径

252、能量与直达链路信号能量相等为目标，计算得到功率分配因子，并通过仿真证明全双工中继在合理的功率分配条件下，有比半双工更佳的误码率传输性能。相较于半双工中继传输，全双工中继传输理论上可以将系统的吞吐量提高 1 倍，但是，全双工中继传输也会引起中继环路自干扰，由于节点存在的环路自干扰，使得整体的系统性能受到很大限制。虽然国内外学者在自干扰消除技术方面做了很多研究，但是依旧有剩余自干扰的存在。近年来许多学者在全双工中继系统自干扰和协作传输方面进行了大量的研究。通过空间域、模拟域、数字域的自干扰消除，在一些场景下中继自干扰可以被抑制到足够小72，从而使全双工中继传输得以实现。另一方面，通过巧妙的系统设计

253、，自干扰信号可以加以利用从而成为有用信号。全双工中继节点的剩余自干扰可以通过多种形式被重新利用。其中西安电子科技大学的刘毅教授团队首先研究了剩余自干扰和协作空时编码的结合，利用剩余自干扰进行空时编码。111/137空时编码73是一种使用多天线提高无线通信系统中数据传输可靠性的方法。空时编码技术将数据流的多个冗余副本传输到接收器，其中至少有一些副本的信道状态足够好，从而获得分集增益。对于全双工中继网络的合作分集场景，源节点和全双工中继可以协同工作以模拟虚拟多天线阵列。这促使一些研究7378以分布式方式实现空时编码(即分布式空时编码)，以在协作全双工中继网络中实现分集增益。按照中继节点对信息处理方

254、式的不同，可以将中继协议分为：放大转发协议(Amplify and Forward,AF)、译码转发协议(Decode and Forward,DF)等。放大转发模式下，传输可以始终保持在载波频率，中继节点只需进行滤波和放大。从中继硬件的复杂度角度来看，放大转发应该是最简单的选择。译码转发模式下，中继接收信号并向下转换为数字信号，然后向上转换回原频段。全双工中继节点可以在 AF7577以及 DF7374模式下工作。在76中，作者假设了完美的自干扰抵消，但在实践中并不总是如此。实际上，研究表明，剩余自干扰对 FDR 网络中 DSTC 的性能有显著影响74。如果不正确处理剩余自干扰，可能会降低 D

255、STC 方案的性能。为了克服自干扰的不利影响，刘毅教授团队在分布式空时编码方案的设计过程中，利用中继节点残余自干扰进行协作空时编码，接收端采用线性解码即可达到满协作分集的效果7578。进一步的，该团队在深入分析全双工中继残余自干扰机理的基础上，建立了自干扰信道“等效多径模型”，并分别提出了基于 OFDM79和单载波频域均衡（SC-FDE）的全双工中继传输方案80。利用 OFDM 和 SC-FDE 的循环前缀降低残余环路自干扰的影响7980，设计了基于最大化信干噪比的中继放大因子控制和协作传输方案，这些方案对剩余环路干扰具有较强的鲁棒性。与文献69所提方法、半双工中继传输方案进行对比，“等效多径

256、”方案具有更好的性能表现。在 MIMO 全双工通信方面，该团队研究了面向莱斯信道的大规模 MIMO 中继系统的自干扰消除方案，证明了采用波束成形技术可以极大程度地消除中继节点处的自干扰81。针对全部节点均工作在全双工模式的双向中继通信系统，设计了基于动态功率分配的协作传输方案8283，获得了对中继节点残余自干扰的鲁棒性。整体上看，全双工中继技术拥有广阔的应用场景，全双工中继通信技术日趋成熟，主要体现在对剩余自干扰的管理和利用上。但中继节点的剩余自干扰仍然是制约全双工中继技术发展的关键瓶颈，如何进一步精细化利用全双工中继节点的剩余自干扰，是未来需要关注的问题。（2）全双工中继与网络编码全双工中继

257、与网络编码现代通信系统中，全双工中继和网络编码是两种重要的技术。全双工中继可以将信号从112/137发送端传输到接收端，同时在传输过程中对信号进行处理和增强。随着自干扰消除技术的发展，全双工已被认为是下一代通信系统中构建多功能网络的关键组成部分。与传统的半双工操作相比，全双工可同时接收和发送数据，从而可将吞吐量提高一倍。网络编码是信息编码领域中本世纪最大创新性突破之一，由三位华人学者首次提出，其核心思想在于允许中间节点参与编码。网络编码已被论证可以达到提高网络传输吞吐量、可靠性、安全性，降低传输时延等目的。全双工中继技术和网络编码的结合可以通过在中继节点进行网络编码来提高数据传输的可靠性与吞吐

258、量，以及提高系统的带宽利用率和抗干扰能力。下面将分别从物理层网络编码、随机网络编码、分布式空时编码三方面讨论网络编码与全双工中继技术融合的研究工作。（3）物理层网络编码物理层网络编码物理层网络编码是一种在物理层利用信号的自然叠加混合的网络编码技术，它能显著提高网络传输的吞吐量和可靠性。针对全双工中继网络，使用物理层网络编码可以带来多种性能的提升，包括提高数据传输的吞吐量和可靠性，降低数据传输的时延和能耗，同时节省传输带宽，从而提高网络的效率和性能。一方面，在全双工中继系统中，由于发送端和接收端同时传输信号，会导致自干扰信号的产生，利用编码技术可以减少信号干扰，从而提高误码率性能。另一方面，在半

259、双工中继网络中，需要分别发送不同的数据包，这会占用更多的传输带宽，而在全双工中继网络中，使用网络编码可以将多个数据包编码为一个信号进行传输，节省了传输带宽、提升吞吐量。图8-50节点A、B为全双工模式的双向中继网络84针对图 8-50 所绘的全双工双向中继网络，文献84为解决在高噪声环境下误码率较高的问题，设计了一种基于卷积编码的物理层网络编码方案，采用卷积码进行编码和译码，利用全双工中继信道中的干扰消除技术进行信号转发和合并。如图 8-50 所示，系统模型由两113/137个信源 A、B 和一个中继 R 组成，两个信源在全双工模式下进行通信，中继在半双工模式下工作。每次通信可以被划分为两个时

260、隙。在第一时隙中，每个信源从另一个信源接收消息信号，同时将其自己的消息信号发送到中继 R；在第二时隙中，中继基于在第一时隙接收到的自然叠加消息信号，生成物理层网络编码消息信号 xR并向两个信源进行广播。文献84所提物理层网络编码方案描绘如下:节点 A、B 和中继 R 采用相同的(n,k,m)零尾卷积码，其中信息序列包含 kL 位，后跟有 km 个零位。因此，发送 K=k(L+m)个信息位和 N=n(L+m)个编码位。此外，所有通信节点都采用 BPSK 调制。用 ui、ci和 xi分别表示节点 i(iA,B,R)的信息位序列、码字和调制信号向量，在第一个时隙中，每个节点接收到的信号为：()()(

261、)()()()1()()()()()1()()()()()1RARABRBRABABABBBABABAAyhxhxzyhxIzyhxIzllllllllllllllll(1)其中，上角标l表示一个信号向量中的第l个元素；IA和 IB是全双工节点的自干扰抵消后产生的残存自干扰；hij表示节点 i 和节点 j 之间的信道系数；zi1和 zi2分别是节点 i 在两个时隙中经历的白高斯噪声。在接收到叠加信号 yR后，中继 R 解码得到对RABu=uu的估计值Ru。在第二个时隙中，Ru被编码为码字 cR并调制为 xR。然后，xR被广播到 A 和 B 两个节点。节点 A 和 B 接收到的信号为：()()(

262、)()()()()()22,RARARARBRBRByhxzyhxz(2)第二个时隙结束后，节点 A、B 通过所提基于反馈回路的近似最大似然译码算法进行解码。译码算法分别基于所接收信号()ABy、()RBy与()BAy、()RAy进行解码，分别还原出待恢复的原始消息 uB、uA。该算法通过计算概率值和利用反馈回路来减少译码误差，实现更可靠的译码。实验结果表明，在 105的误码率下，与传统方案相比，所提方案实现了约 1.7dB 的性能增益。该方案在不同信噪比条件下都能显著提高系统性能、减少误码率。为了解决全双工中继存在自干扰信号的问题，可以采用物理层的预编码技术，在发送端和接收端分别对信号进行预

263、编码和解码，消除自干扰信号，从而提高系统的传输效率和可靠性8586。文献85主要研究了在毫米波通信场景下，利用预编码技术提高全双工中继系统的能效。毫米波通信技术可以利用更高的频段提供更大的带宽和更高的传输效率，但也面临着信号衰减和传输距离短等问题。图 8-51 描绘了一个简单的单向全双工中继系统模型，其中只有中继在全双工模式下工作，其它两个节点在传统半双工模式下工作。源节点 A 向中114/137继节点 R 发送信息，目的节点 B 仅从中继节点 R 接收信息。中继节点以全双工传输模式工作，同时进行传输和接收，所有节点都采用模拟和数字混合预编码天线结构。基于图 8-51所绘模型，文献85提出了一

264、种基于预编码的全双工毫米波中继系统架构，为消除自干扰提出了一种基于正交匹配追踪的残存自干扰消除预编码算法，提高了频谱效率。然后分析了在不同的信道条件下该系统的能效表现。数值结果表明，该预编码方案可以有效地消除残存自干扰，并达到传统半双工系统近两倍的频谱效率。在低频谱效率区域，可以实现最佳能源效率，但在高频谱效率区域可实现的能源效率会降低。可以通过所提算法来解决没有频谱效率要求的功率分配问题，以获得源节点和中继的最佳发射功率，从而实现最大的能量效率。大量的天线可以实现高的频谱效率，但也会降低能量效率。图8-51单向全双工中继系统模型85图 8-51 描绘了全双工多用户 MIMO 中继系统的基本模

265、型。该系统包含一个基站（BS）、一个中继（RS）和多个用户组（MS）。用户被分为两组：由基站服务的用户（表示为 MS1）和由中继服务的用户（表示为 MS2）。基站配备了 NBS组天线，以及中继处配备了 NRS组发射天线和 NRSr组接收天线。MS1 从中继接收到的信号被视为干扰。中继的工作模式为全双工模式，其残存自干扰会降低系统性能。假设信道为瑞利频率非选择性衰落信道，BSRSH、RSRSH、BS1H、RS2H和RS1H表示不同节点之间的信道系数矩阵，实线表示期望的信号，而虚线表示干扰信号。sBS表示从基站到中继和用户的发射信号。sRS表示来自中继的发射信号。用户接收的信号可表示如下：BSRS

266、11BS1RS1RS22RS2=+=+yHsHszyHsz(3)其中 z1和 z2表示零均值加性高斯白噪声。在中继处接收的信号可表示为：BSRSRRS BSRS RSR=+yH sH sz(4)将(3)和(4)中的接收信号以矩阵形式重写为：115/137BSRS1111BSRSRRSRSRRSB222SRSyHHzsyHHzsy0Hz(5)假设所有的信道状态信息在基站处都是可用的，这可以通过使用信道状态信息反馈技术来实现。发射信号 sBS和 sRS可以进一步分解为：12BSRS2xsW xsx%(6)其中 W 是预编码矩阵，x1是基站发送至 MS1 的信息向量，x2是中继从基站接收并转发至 M

267、S2 的信息向量，2x%也 MS2 对 x2的解码估计值。图8-52全双工多用户MIMO中继系统模型针对图8-52 所绘系统 模型，文献 86提出了一 种基于自干扰 消除的 SLNR（Signal-to-Leakage-and-Noise Ratio）预编码设计的解决方案。为了抑制自干扰和中继站干扰，采用了基于 2-范数最小化的预编码设计，同时基于 Alamouti 码的 SLNR 预编码方案可以进一步简化预编码设计，还可以平衡噪声和干扰，充分利用信道的自由度（DoFs）。在相同功率约束条件下，当信噪比不高于 8dB 时，SLNR 预编码方案比与块对角化（BD）预编码和迫零（ZF）预编码方案具

268、有更好的性能，但在高信噪比条件下性能会下降。预编码矩阵的功率限制导致 SLNR 的性能损失，如果完全消除了残存自干扰，则 SLNR 方案可以获116/137得更好的性能。对于相同的天线配置，中继的残存自干扰对 SLNR 预编码的性能有很大的影响。当信噪比为 5dB 时，BD 预编码和 ZF 预编码完全消除了干扰，因此不受残存自干扰变化的影响。而 SLNR 预编码对残存自干扰敏感，当残存自干扰严重时，SLNR 预编码的性能比 BD 预编码差，甚至比 ZF 预编码差。对于有限数量的发射天线，SLNR 预编码可以支持更多的接收天线，从而为特定用户或具有相同数量天线的更多用户提供更多的天线。在合理的容

269、量损失情况下，尽管发射天线的数量有限，但 SLNR 预编码方案提供了更多的用户接入。文献87研究了一种基于网络编码的自动重传请求方案。系统传输模型如图 8-52 所示，用户可以从基站和中继收到信息并发送信息到基站和中继，其中用户和基站采用半双工工作模式，中继处采用全双工工作模式。在下行链路期间，用户将同时接收来自基站和中继的信号。假设每个用户都可以在下行和上行的重传过程中监听到其他用户的传输。基于这个双向无线中继系统，该文研究了一种基于网络编码的自动重传请求方案，提出了一种基于网络编码 ARQ 的重传协议 NC-RLA（Network-Coded ARQ with Reverse-Link A

270、ssistance）。在下行和上行的重传过程中，每个用户都可以借助其他用户的数据包作为辅助信息进行数据重传。通过利用这些辅助信息，用户可以在上行链路上发送网络编码数据包来帮助下行链路，从而提高系统的吞吐量。为了提高性能，该文进一步优化了基站和中继的发送功率，推导出了可实现的下行吞吐量的闭式表达式。仿真结果表明，在低/中信噪比情况下，NC-RLA 方案可以显著提升吞吐量。当信噪比介于10dB 和 5dB 之间时，可以获得最大增益，且下行链路吞吐量性能随着用户数量的增加而显著提高。如果中继位于最佳位置，全双工中继会增加吞吐量；否则，在使用网络编码的大量用户情况下，增加中继是没有增益的。文献88主要

271、分析了图 8-53 描绘的全双工双向中继网络中物理层网络编码的吞吐量。通过将物理层网络编码和全双工技术相结合，该文提出了全双工物理层网络编码（FD-PNC）和全双工模拟网络编码（FD-ANC）。通过全双工技术可以消除自干扰信号，继而使得节点在同一时间、同一频带内发送和接收信号，将节点 A 与 B 通过中继 R 完成信息交换所需的时隙数目由传统存储转发方案的 4 个减少到全双工网络编码的 1 个。文献88研究表明，全双工技术和物理层网络编码都可以提高无线网络的吞吐量，但需要消除混合信号中的干扰信号。在双向中继网络中，如果信干噪比较高且数据包较大，相比仅使用物理层网络编码的方案，该文所提 FD-P

272、NC 和 FD-ANC 方案可以实现接近一倍的吞吐量性能增益。在低信干噪比区域，FD-PNC 和 FD-ANC 的吞吐量性能取决于自干扰信号的抵消程度。其中，FD-PNC117/137方案比 FD-ANC 方案具有更好的吞吐量性能，但其复杂度更高，需要严格的同步。图8-53三节点均为全双工模式的双向中继网络针对图 8-53 所示全双工双向中继网络模型，文献89研究了有限块长物理层网络编码的可靠性和功率分配问题。在单载波情况下，研究了解码转发和放大转发两种中继方案的可靠性最优设计，并通过构建凸近似和迭代算法得到了相应的次优数据和功率分配解决方案。证明了在解码转发中继方案下，总误码率在中继器的发射

273、功率上是凸的，进一步将单载波场景的设计扩展到了载波之间具有联合功率和数据分配的多载波场景，重新表述联合优化问题为最大化可靠性的单个问题。多载波情况下的联合资源分配显著优于每个载波内的独立功率分配，并且能够在单载波优化不能满足可靠性要求时补偿系统性能。此外，当时延约束放宽（即块长增大）或应用联合资源分配时，通过改进干扰消除技术可以有效增强系统性能。该文进一步指出，所提可靠性建模和误差概率最小化策略可以由图 8-53 所绘的简单三节点中继网络扩展到更复杂的场景，例如多跳中继网络和存在不完美信道状态信息的情况。（4）随机网络编码随机网络编码随机网络编码（Random Linear Network C

274、oding，RLNC）是一类适合实际分布式部署应用的技术，其基本思想如下：每个节点通过随机地选择有限域元素作为编码系数对原始数据包进行线性组合以生成随机编码包，并将得到的随机编码包向下游节点发送；当信宿节点收到足够多线性无关的编码数据包后，即可译码还原出信源节点发出的全部原始数据包。RLNC 实现了网络中所有节点的分布式独立编码，其概念的提出解决了网络拓扑结构未知情况下的网络编码方案设计问题，从而使网络编码走向实用化。应用 RLNC 时信宿端只需接收足够多线性独立的编码数据包即可执行译码操作，而并不关注丢失了哪些数据包，这意味着 RLNC 对于数据包丢失具有较好的鲁棒性。此外，RLNC 相比其

275、他网络编码方案具有以下特点90：纠错性能较好、允许分布式操作、允许增加冗余数据包、允许滑窗操作且原始数据包及编码数据包均可用于 RLNC 的译码过程，这正是它快速发展和被广泛研究的原因118/137所在。在全双工中继系统中，利用 RLNC 技术可以有效增强系统的可靠性，通过在中继节点上对数据进行编码，将不同的数据包组合成新的数据编码包进行传输，即使在数据包丢失的情况下也可恢复原始数据包，提高了系统的抗干扰能力；同时，由于在传输过程中将多个数据包结合，从而提升了系统吞吐量（又相当于降低了系统完成时延，完成时延指的是在每个信宿均可成功恢复全部原始数据包时，信源发送的数据包总数），提高了系统的传输效

276、率，增强了网络的带宽利用率。图8-54全双工中继网络，该网络由一信源、一信宿和一中继组成，p1，p2和p3均代表信道成功传输概率如图 8-54 所示的全双工中继网络中，文献91假设信源将 P 个数据包 m1,m2,mP广播至信宿。信源广播数据包给中继和信宿。信源以时隙为单位向中继和信宿传输数据包。信源与信宿之间的信道、信源与中继之间的信道以及中继与信宿之间的信道均为独立无记忆删除信道，信道成功传输概率分别为 p1、p2和 p3。在中继处设有缓存功能，且默认缓存大小为 B=，中继将接收到的数据包均存入缓存中。文献91考虑了系统 RLNC 方案：在传输的第一阶段，信源依次广播 P 个原始数据包。在

277、传输的第二阶段，信源生成编码数据包1Pjjjm，其中每个编码系数j都独立且均匀地随机选自有限域 GF(2L)。当信宿成功接收P 个线性独立的数据包时，传输过程结束。针对如图 8-54 所示的全双工中继网络，文中首次通过建立马尔科夫链模型刻画了系统 RLNC 方案的完成时延性能的递归表达式。此外，文中分析了所提系统 RLNC 方案的译码复杂为(P U)3)+(U(P U)，其中 U 代表信源在第一阶段成功传输的原始数据包数量。119/137图8-55全双工中继广播网络文献92-96在如图 8-55 所示的全双工中继广播网络场景中展开了全双工中继技术与RLNC 的联合研究。在图 8-55 所绘网络

278、中，信源通过全双工中继将 P 个数据包广播至 R 个信宿，信源以时隙为单位向中继传输数据包，即每一时隙信源向中继传输一个数据包，中继从信源获取一个数据包的同时向信宿广播数据包。当所有信宿均可译码还原出 P 个原始数据包时，传输过程结束。在文献92-95的研究中，信源与中继之间的信道以及中继与信宿r 之间的信道均为独立无记忆删除信道，信道删除概率分别为 1 p0和 1 pr,1rR。文献92提出了一种名为 FBPF（Fewest Broadcast Packet First）的 RLNC 调度方案，该方案假设中继处具有无限的缓存空间，当中继处的缓存内有数据包时，中继优先从缓存选择一个被广播次数最

279、少的数据包进行广播。由于 FBPF RLNC 方案假设基站处生成的任意 P 个数据包均线性独立，故其可被视为是一种最佳 RLNC 方案。文献92论证了该方案具有比自动重复请求（ARQ）方案更优的完成时延性能。具体地，当 p0=0.6，R=3，1 pr服从(0.45,0.55)间的均匀分布时，FBPF RLNC 方案的完成时延性能较 ARQ 方案的完成时延性能提高约 35%。文献92提出的 FBPF RLNC 方案在中继节点不涉及任何编码功能，故适用于中继计算能力受限的场景，并在中继处设有缓存功能，且默认缓存大小为 B=。然而在实际应用中，缓存大小也是一个需要考虑的重要参数，过大的缓存会影响 R

280、LNC 方案的实用性。为了解决上述问题，文献93进一步对FBPF RLNC方案进行优化，提出了缓存大小为B的广义FBPFRLNC 方案，并给出该方案单一信宿完成时延 DrB的均值的上界为：00100210.51lim/10()(5).1rrrBrPrrrppp ppADPppp ppA当当(7)其中，010020210000(1)(1)1(2)111 2(1()()()()1rrrrrrBrrpppABppp ppppApppp pp(8)当缓存大小 B=1 时，对于 0 p0 1，式(8)中的等号成立。此外，文献93还给出广义FBPF RLNC 在保证指定完成时延性能要求的前提下最优缓存大小

281、选取准则。该准则在确保广义 FBPF RLNC 与现有 FBPF RLNC 的完成时延性能相若的同时显著减少缓存大小。例如，120/137在 R=20，p0=0.6 和 pr=0.7 的参数设置下，根据文中所提最优缓存大小选取准则，广义FBPF RLNC 方案的参数 B 取值为 3，此时广义 FBPF RLNC 方案的平均系统完成时延仅较 B=时 FBPF RLNC 方案高不足 2%，这验证了所提最优缓存大小选取准则可显著提高 FBPFRLNC 方案的实用性。尽管FBPF RLNC是一种最佳RLNC方案，但其在中继节点处并不做任何随机编码处理，故该方案并不是 RLNC 在全双工中继广播网络中的

282、完成时延性能的最优基准方案，即该方案的完成时延并不能代表所有 RLNC 方案完成时延的理论性能上限。为了进一步探索 RLNC在全双工中继广播网络中可达到的最优完成时延性能，文献9495提出了两种最佳 RLNC方案有缓存最佳 RLNC 和无缓存 RLNC，上述两种 RLNC 的完成时延性能可以分别作为所有最佳 RLNC 方案在全双工中继广播网络的完成时延性能理论性能上限和下限。文献9495理论刻画了上述两种方案的完成时延均值的闭式表达。对于有缓存最佳 RLNC 方案，信宿 r 的完成时延均值,P rD为：2,0,100000(1)1iPii jrP rijijrrrPiTp pPPDppp pp

283、p (9)其中,1,01i jijiTjiijj ，表示从(0,0)到(i,i)的施罗德路径数量。对于多个信宿的情况，有缓存最佳 RLNC 方案的系统完成时延均值PD的下界为：1,maxmax,Pr RP rPPDDDD%(10)其中，下角标 P 代表中继缓存大小为 P，PD表示 p0=1（即基站到中继间的无记忆删除信道的删除概率为 1 p0=0）时的系统完成时延均值，其闭式表达为：0011(11)1(jdPPrrdjr RPjDPppP(11)其中 pr代表中继与信宿 r 之间的独立无记忆删除信道参数，即该信道删除概率为 1 pr。式(10)中PD的闭式表达式为：01101100100000

284、1()11111()11()irjRPiPi kjikrrrikip pkikpDpppp ppp (12)121/137对于无缓存 RLNC，其系统完成时延 D0的均值为：001PDDp(13)针对无缓存 RLNC，中继处的作用仅为转发所接收到的 RLNC 数据包，故其所需中继设置最简单。如图 8-56 所绘，当 p0=0.7,pr=0.6 时，现有 FBPF RLNC 以及无缓存 RLNC较式(10)所刻画的最优系统完成时延理论性能限分别高约 20%与 40%。图 8-56 参数设置为 R=20，P=500，pr=0.6 时的平均系统完成时延针对图 8-55 所示的全双工中继广播网络，文献

285、96假设所有信道均为时变删除信道并用1()(),()RtC tC tC表示时隙 t 的信道状态，并提出名为 HBRF（Highest BroadcastRevenue First）的 RLNC 方案。令 Qr(t)表示信宿 r 在时隙 t 所成功接收的线性独立数据包数量。定义信宿 r 在时隙 t 的权重 wr(t)为：max(),0():rrrPQ tw tp(14)定义数据包 Pj在时隙 t 的广播收益参数 Rj(t)为：0():()1,1,()jrjrrR tw tajQ t(15)其中，1,0,jrjtrPa若在时隙 信宿 已成功接收其他(16)HBRF RLNC 中假设每一时隙信源向中

286、继传输一个 RLNC 数据包，与此同时中继从缓存122/137中选取一个广播收益参数最大的数据包向所有信宿进行广播。仿真分析表明，当 R=5，p0=0.5,pr=0.6 时，HBRF RLNC 的吞吐量比 FBPF RLNC 的吞吐量提高约 17%，比 ARQ 方案的吞吐量提高约 42%。（5）分布式空时编码技术分布式空时编码技术在传统的双向中继网络中，中继节点需要同时接收和转发两个方向的信息，从而提高信道利用率，但也会因此出现自身发送和接收消息之间的干扰。针对该问题，分布式空时编码技术是一种有效的解决方案，可以通过协作传输和空时编码实现多路径传输，从而提高系统的误码率性能和系统容量。本部分内

287、容将围绕全双工中继场景下的分布式空时编码技术展开讨论。文献97提出了一种用于全双工中继网络的自编码分布式空时编码方案，称为 SC-DSTC（Self-Coded Distributed Space-Time Coding）。在该方案中，中继节点进行卷积编码，并于直接链路形成分布式线性卷积空时码，从而实现多路径传输，降低网络中的干扰。中继处的卷积码是通过利用残存环路干扰（Residual Loop Interference，RLI）来实现的，该残存环路干扰产生自动卷积编码器。理论与仿真分析论证了所提 SC-DSTC 方案可以实现异步全协作分集，并且对环路信道信息的误差具有鲁棒性，可以显著提高系统

288、的误码率性能和系统的容量。文献98进一步提出了一种基于 RLI 的自编码分布式空时编码方案。该方案结合了 RLI编码和空时编码技术，可以在信道状态信息未知的情况下实现最优的分布式空时编码。同时，该方案也可以适应多种信道条件，能够在全双工模式下实现高性能的协作传输。文献99则提出了一种分布式线性卷积空时编码（Distributed Linear ConvolutionalSpace-Time Coding，DLC-STC）技术，用于解决两跳全双工中继网络中的数据传输问题。该方案是一种用于两个全双工中继合作通信网络的方案，能够处理自干扰和用户间干扰的问题，并利用放大转发全双工系统的自编码特性，形成

289、了分布式线性卷积空时码。与文献9798中的 SC-DSTC 技术不同，DL-CSTC 技术能够支持多个源节点和多个中继节点的数据传输，并且其性能与最优的全局空时编码方案相当接近。文献100提出了一种基于 RLI 自编码的功率分配空时编码方案，用于优化全双工放大转发中继网络的性能。该方案利用中继节点的 RLI 进行自编码实现分布式空时编码，在总功率的约束下，通过优化终端节点的放大因子和传输功率，实现系统性能的提升。实验结果表明，在环路信道信息错误和端到端信道信息错误情况下，该方案可以大大提高误码率性能。与传统的功率分配方案相比，该方案在全双工中继系统中能够获得更好的误码率性能表现。123/137

290、文献101提出了一种基于空时编码空间调制（Space-Time Block Coded SpatialModulation，STBC-SM）的全双工中继传输协议，解决了空间调制辅助的全双工中继方案无法获得传输多样性的问题。在该方案中，源节点和目标节点在半双工模式下工作，而中继节点在全双工模式下工作，通过 STBC-SM 码字转发源节点的信息位。该文还提出了一种基于零空间投影和 STBC-SM 正交性的数字自干扰消除方法，以提高整体性能。本部分内容介绍了几种适用于全双工中继场景的分布式空时编码技术，包括 SC-DSTC、基于 RLI 的自编码分布式空时编码、DLC-STC、基于 RSI 自编码的

291、功率分配空时编码以及基于 STBC-SM 的全双工中继传输协议。其中，SC-DSTC 利用中继节点的卷积编码和 RLI来实现多路径传输，降低网络中的干扰；基于 RLI 的自编码分布式空时编码结合了 RLI 编码和空时编码技术，能够在道信道状态信息未知的情况下实现最优的分布式空时编码；DLC-STC 用于解决两跳全双工中继网络中的数据传输问题，能够处理自干扰和用户间干扰的问题，并支持多个源节点和多个中继节点的数据传输；基于 RLI 自编码的功率分配空时编码通过优化终端节点的放大增益和传输功率，实现系统性能的提升；基于 STBC-SM 的全双工中继传输协议解决了空间调制辅助的全双工中继方案无法获得

292、传输多样性的问题，并提出了数字自干扰消除方法，以提高该方案的性能。这些技术的研究表明，在全双工中继场景下的分布式空时编码技术在提高网络性能、增强数据传输可靠性等方面具有广泛应用前景。不同的分布式空时编码技术各具特点，可以根据具体应用场景选择适合的技术方案。（6）全双工中继安全性问题全双工中继安全性问题除了上述全双工中继与网络编码的联合研究，全双工中继中的安全性问题也是一个重要的研究方向。全双工中继网络是一种允许中继节点收发数据同时进行的网络通信技术，但由于信息在传输过程中可能会被窃听或篡改，因此需要采用一定的安全机制来保护数据的传输。文献102提出了一种全双工混合中继和干扰方案，以提高全双工中

293、继网络的保密性。在该方案中，设计了一个预编码矩阵来形成干扰信号，接着利用中继节点同时发送期望信号和干扰信号，使得窃听者无法正确解码信息，增加了网络的安全性。同时该文还分析刻画了所提方案的保密速率（即在保证可靠传输且窃听者无法获得任何有用信息时的最大传输速率），并研究了功率分配问题，进一步提高了所提方案的性能表现。文献103研究了无线全双工中继网络中的物理层安全性能，并采用中继选择方法来增强安全性。针对中继节点的残存自干扰与节点间的干扰等问题，该文从马尔可夫链的角度分析了全双工中继网络的保密失效概率，并提出了一种用于计算全双工中继网络保密失效概率124/137的马尔可夫链模型，采用马尔可夫状态转

294、移矩阵来建模成功解码中继数量的状态转移概率。仿真结果表明，该模型与仅基于概率论的分析方案相比，可以更好地预测保密中断概率，继而可通过增加中继数量以提高保密性能。文献104则提出了一种全双工中继网络的安全传输方案，采用了网络编码来保证传输过程的安全性。发射机和中继处分别对消息进行编码，确保只有在接收到所有编码消息后才能解码私有消息，从而使得窃听者丢失一个或多个编码消息时无法获取私有消息。同时，中继处的编码方式可以降低窃听者的信噪比，从而不仅可以提高网络的保密性，还可以提高网络的传输效率和容错能力。上述回顾的文献102103104都是针对全双工中继网络安全性问题的研究，它们采用了不同的方法来增强网

295、络的保密性和可靠性。综上所述，全双工中继网络在保密性方面面临着一些挑战，这些研究为全双工中继网络的安全性问题提供了不同的解决方案，有助于提高通信系统的安全性和可靠性。10、RIS 结合全双工结合全双工全双工技术应用于蜂窝网络将会带来较为复杂的系统内部干扰。这其中，全双工自干扰可以通过综合运用天线、射频及基带信号处理等多种干扰消除技术。用户间干扰可以采用信号处理方法进行抑制，或者在调度层面通过地理位置等信息，选择距离较远的上行和下行用户进行同时同频传输。然而，当考虑小区组网时，通信系统不仅面临着全双工自干扰和用户间干扰，还存在新的、强烈的基站间干扰。如何在全双工自干扰、用户间干扰、基站间干扰和小

296、区间干扰共存的复杂情况下，实现合理有效的干扰协调是提高全双工组网系统性能的关键所在。图8-57RIS辅助通信的基本原理125/137近些年，随着微机电系统和可编程元材料的发展，可重构智能表面（ReconfigurableIntelligent Surface，RIS）获得了工业界和学术界的广泛关注。作为电磁超材料的一种二维实现，RIS 以可编程的方式对空间电磁波进行主动的智能调控，形成幅度、相位、极化和频率可控的电磁环境。此外，RIS 采用了少量有源器件甚至全无源器件的设计理念，并可以采用拼接的部署方式，因此具有低成本、低功耗、低复杂度和易部署的优势，具备面向未来网络的部署潜力105。如图 8

297、-57 所示，RIS 由一组无源被动反射元件组成，每个元件都可以独立地对入射信号施加相移，实现对每一个无线传输信道的个性化设计。通过调整 RIS 的相移矩阵，可以在期望的接收器处使直射信号与反射信号正向叠加，或者在非期望的目标终端处反向叠加，从而增强目标信号，抑制干扰信号。近年来已有多项研究将 RIS 融合进无线通信系统中以抑制严重的干扰问题，证明了其在全双工双向通信系统106、无人及辅助通信107108、通信感知一体化109和无线边缘缓存110等场景中的有效性。因此，RIS 技术通过主动塑造无线传播环境，为干扰受限的系统提供有效的解决方案，也有望为全双工组网通信系统的改进提供新的技术支撑11

298、1。如图 8-58 所示，通过在全双工蜂窝小区边界处布设 RIS，优化其相位配置，使得多条反射路径在抵消基站间干扰、增强目标基站信号、抵消邻基站干扰三种效果之间实现最佳平衡，可缓解全双工制式蜂窝组网中同频干扰突出的问题。图8-58 RIS辅助的全双工组网系统现有部分工作研究了 RIS 增强的双工通信网络106107112113114115116117118119。在文献112中研究了一个只有反射链路的点对点 RIS 辅助通信系统，其中两台设备以全双工模式进行通信。结果表明，当 SIC 足够强时，与半双工模式相比，所提126/137出的方案可以减少高达三分之二的发射功率。此外，作者在113中考虑

299、了直接和反射链路，其中连续和离散相移都得到了优化。文献106探索了一个多用户双向通信系统，首先将所提的非凸问题解耦，然后通过块坐标下降和最大最小化算法求解。从物理层安全出发，Zaghdoud 等人114提出利用 RIS 增强全双工设备传输的干扰信号以提高抗窃听攻击的安全性。文献107提出了一种 RIS 辅助的全双工无人机通信系统，通过 RIS 减轻来自上行用户的共信道干扰。然而，经过 SIC 后的残余自干扰噪声被简化为加性高斯白噪声，无法很好反映 SIC 对系统性能的影响。Nguyen 等人115研究了一种多 RIS 辅助的双向全双工通信系统。通过分析中断概率和遍历容量结果可知，增大 RIS

300、反射元素数量可以有效降低自干扰的影响。Arzykulov 等人116提出采用全双工中继与 RIS 结合以克服 RIS 通信链路固有的远场路径损耗效应，进一步提升网络中的中断概率、误码率等性能。与上述工作考虑单个小区不同，文献117研究一个多 RIS 辅助的多小区半双工毫米波通信系统，联合 RIS-UE 关联和波束赋形算法以缓解小区间干扰并提高用户加权速率和。文献118考虑了单个 RIS 辅助的无蜂窝半双工通信系统，通过优化基站与用户的关联来最大最小化用户的信干噪比（Signalto Interference plus Noise Ratio，SINR）。文献119考虑了一个多小区 RIS 辅助

301、半双工下行通信系统，充分考虑了蜂窝内和蜂窝间的干扰。然而，在全双工组网通信系统中，由于严重的BS-BS 干扰和自干扰，上行速率将遭受相当大的性能损失。文献111提出了一种多小区多用户的 RIS 全双工组网通信系统，并通过联合优化有源波束赋形矩阵和 RIS 相移矩阵最大化系统的速率和。结果表明该系统可以降低全双工基站对 SIC 和发射天线数量的要求，并保证在一些遮挡场景下的良好性能。然而，该工作只考虑了单个 RIS，当系统拓展到更多蜂窝小区且边缘布设多个 RIS 时，大规模协同优化和干扰管理有待探索。此外，RIS 反射单元考虑连续相移时，优化调整的复杂度较高，低复杂度算法和离散相移设计是贴合实际

302、部署的研究方向。127/137参考文献参考文献1Sabharwal A,Schniter P,Guo D,et al.In-band full-duplex wireless:challenges and opportunitiesJ.IEEEJournal on Selected Areas in Communications,2014,32(9):16371652.2E.Ahmed and A.M.Eltawil,All-digital self-interference cancellation technique for full-duplex systems,IEEE Trans.W

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